超低电流隔离型开关电源设计挑战

轻时，通过减小脉冲宽度降低电感储能。对于低电流负载，电源工作在非连续模式，主要电流损耗源于电源本身。

图2. 脉宽调制器(PWM)控制产生控制电压(中线)和电感电流(底线)，以响应负载电流的变化(顶部)。

PWM最大的好处是固定频率，简化了EMI控制的电路设计，并可提高重载下的效率。其主要缺陷是在轻载或空载条件下相对电流损耗较大，因为调节器内部振荡器工作在固定频率(例如，UC3845在轻载下电流损耗为：Icc = 17mA)。图3为UC3845主控制器电压、电流反馈网络的典型电流损耗。

图3. PWM控制器(U41)利用光耦隔离产生变压器次级到原级的反馈。

反馈网络拓扑

电压反馈由流过光电晶体管(光耦U45内部)到R135的电流提供，R135需要尽可能大，以降低功耗，但还必须保持光耦正常工作的电阻值。

电流反馈通过R134的压降产生，为降低功耗，在该电压和基准(VREF = 5V，第8引脚)之间采用R125、R133分压，在ISENSE (第3引脚)端得到1V电压。分压电阻必须有足够大的阻值，以降低功耗；但还必须注意电阻与C53形成的RC滤波器不会影响电流信号。消耗在R126和C46振荡器元件的功耗是不可避免的，因为需要始终保持输出电压。

更新方案进一步降低功耗

对于基于UC38C41或MAX5021 PWM控制器和TLV431C或MAX8515A精密基准设计的电源来说，通过几种渠道可以进一步降低功耗。可以选择合适的元件降低功耗。

误差比较器

通常选择TL431提供精密基准，但它不适合本设计，因为它所产生的电压(VA-Kmin = VREF = 2.5V，加上U45 LED和R124的压差)过于接近3.6V的输出电压。一种替代选择是使用MAX8515并联基准，其基准电压仅为0.6V，在-40oC至+85°C温度范围内能够保持1%的精度。对于低压输出应用，该款IC是最理想的选择，因为它没有上述高基准电压的限制(基准电压达到2.5V)。

该应用实例的另一选择是TLV431C并联型基准，可以从多家供应商获得，能够满足基准要求：VREF = 1.24V，0oC至+70°C范围可保持1%精度。分压网络电流固定在24μA，保证基准电流(温漂0.5μA)对输出电压没有明显影响。另外，须保证输入电容产生的信号延迟不会影响电路的正常工作。

PWM控制器

传统的UC3845（图3）控制器电流损耗大约为17mA (VFB和VSENSE = 0V)，对于本应用该电流过高，可以采用MAX5021代替。MAX5021的封装为SOT23-6，在同类IC中尺寸最小。它还具有最低工作电流(1.2mA)，内置260kHz振荡器，0.6V的VISENSE，可以直接由光耦输入，其很多特性均可满足该类应用的要求。其不足之处是欠压保护门限10Voff/24Von不适合12V输入的应用。另外，它具有极低的待机电流，非常适合高输入电压的场合。

最后可以考虑的一款IC是UCC38C41，其欠压保护门限6.6Voff/7.0Von，典型电流损耗ICC = 2.3mA。电流检测电路消耗电流100uA，光耦消耗电流530uA。为了维持光电晶体管电流，LED需要至少1mA电流。所得到的电源尺寸大约50x30mm，包括两个光耦，一个用于控制环路反馈，另一个用于检测输入端的电池电压。这个电源性能如下：

功率 = 3.6W；
输入电压范围：10V至15V；
标称输入电压Vin = 12V；
隔离(需要电流隔离)；
降压型反激拓扑；
电压和电流控制环路；
PWM控制模式；
开关频率是250kHz；
最大输出电流是1A；
输出电压是3.6V；
空载电流5.7mA。
　　测试结果

图4是用于几款无线模块的原形电路，工作在非连续模式，最大峰值电流为3A，最大平均电流为1A。为了减小最大峰值电流并解决由此带来的问题，设计时需要参考文献5和6讨论的相关技术。推荐使用大容值、低ESR电容。

图4. 该电路板包括图3所示电源的光耦隔离。

测试结果(表2和表3)没有包括输入滤波电路和保护电路的共模损耗。表2给出了不同输入电压下的空载电流。

最低电流可以达到5mA，这个值还可以进一步减小到3mA，但可能造成系统不稳定。为了防止自激并考虑元件的容差，为了留出一定的裕量，将最小电流设置在略高于5mA。如表3所示，在标称工作条件下，典型负载下，电路经过优化可以达到最高效率。图5给出了不同输出电流下的效率。

图5：图3所示电源的效率曲线，在标称12V输入电压、不同负载下效率非常稳定(曲线保持平坦)。

　　根据我们掌握的数据，目前商用化的、具有类似特性的隔离电源，其最小空载电流为20mA。利用常见的元器件，本文介绍的应用电路可以将静态电流降至5mA，由于我们12mA的设计目标。