三相双开关PFC电路分析及在CCM模式下的控制策略

APFC(active power factor correction)技术就是用有源开关器件取代整流电路中的无源器件或在整流器与负载之间增加一个功率变换器，将整流输入电流补偿成与电网电压同相的正弦波，消除谐波及无功电流，提高了电网功率因数和电能利用率。从解耦的理论来看，三相PFC技术可以分成不解耦三相PFC、部分解耦三相PFC以及完全解耦三相PFC三类。全解耦的三相PFC，如6开关全桥电路，具有优越的性能，但是控制算法复杂，成本高。单开关的三相boost升压型PFC电路工作在DCM模式下，属于不解耦三相PFC，由于它的成本低，控制容易而得到广泛应用，但是开关器件电压应力大，电源容量难以提高，只适用于小功率场合。部分解耦的三相PFC电路具有低成本、高效的特点，具有广阔的应用前景。三相双开关电路就是典型的部分解耦PFC电路。本文针对该电路的工作原理和控制策略进行了仿真和实验。

1 三相双开关PFC电路CCM下的工作原理
1．1 主电路结构
电路将三相交流电的中性线与2个串联开关管S1，S2的中点以及2个串联电容C1，C2的中点相连接，构成三电平(正、负电压和零电压)结构，2个串联电容分别并联平衡电阻R1，R2，使上、下半桥作用于电容C1，C2的输出电压相等。电路结构如图1所示。

由于中性线的存在，上下半桥相互独立，形成部分解耦的基础，并且开关器件承受的电压只有输出电压的1／2，降低了对开关管的选型要求。在此基础上提出一些新的双开关拓扑结构，但结构复杂，难以控制。
1．2 过程分析
由上述分析，上、下半桥可作为独立结构分析。以上半桥为例，等效电路图如图2所示。

由三相电压的对称特性，每2π／3的区间里，只有一相正相电压最大，如果能使每相的瞬时电流在2π／3的区间里跟踪其最大相电压，即可实现最大程度的电流校正。根据这样的思路，现分析[π／6～5π／6]中a相电流的变化，因为这段区间Ua最大，可分3个阶段分析。

第1阶段[π／6～π／3]，Ua>Uc>O，在t0时刻开通S1，a相和c相电感同时充电，导通时间ton，这段时间的等效电路如图3所示。由于开关器件载波频率远大于工频，因此对于S1开关周期电路分析可将三相电源等效为对应的直流电压源。基于此假设可知，载波频率越高，电流波形越接近推理结果。此时的a相电流参见式(1)：

式中：ILc(t0)为c相电流初值。在t1时刻关断S1，电压源和储能电感共同向负载提供能量，电感电流下降，由于Uc较小，iLc的下降率更大。该段时间的等效电路如图4所示。此时a相的电感电流参见式(3)：

式中：ILa(t1)为a相电流初值，U01为上半桥输出电压。
同理，c相电流参见式(4)：

式中：ILc(t1)为c相电流初值。

由以上公式推理可得iLa和iLb的波形如图5所示。由于电流的连续模式，a相电感放电阶段不会回零，且变化斜率由相电压幅值决定，如式(1)、式(3)所示。由于单相电路等效为Boost电路，当电路运行在CCM模式，占空比计算如式(5)所示：

式中：Uo1是上半桥的输出电压。
第2阶段[π／3～2π／3]，正相电流只有a相，所以开关的通断只会引起iLa的变化。
第3阶段[2π／3～5π／6]，a相和b相电压为正，开关的通断会引起iLa，iLb的变化。电路分析过程均和第一阶段类似。通过上面的分析可知。在[π／6～5π／6]控制a相的电流跟随其最大相电压，既可以使a相的电流得到最大的补偿，又可以使相邻相的电流得到一定补偿。这种控制方法简单，可行性高，但由于电路处于部分解耦状态，在第l(或3)阶段无法对c(或b)相进行独立控制，补偿效果并不理想，如何优化控制以减小c(或b)电流谐波仍有待解决。

2 CCM模式下的控制和仿真
2．1 控制分析
按电感电流是否连续，APFC电路的工作模式可以分为连续导电模式(CCM)、断续导电模式(DCM)和介于两者之间的临界断续导电模式(DCM boundary)。该电路可以工作在DCM和CCM模式下。工作在DCM模式下，THD仍然较大。本文使用平均电流控制技术，由于平均电流控制电路具有体积小，重量轻，系统噪声小，稳定性高等优点，因而得到了广泛的应用。总控制框图如图6所示。

结合第1节的分析，它的基本控制原理是：采用双闭环控制策略，即电压外环和电流内环相结合。电压外环的任务是采样输出电压和给定比较，差值经过PI调节和三相交流电压的最大(最小)值相乘作为相位给定，再取样实际输入的三相电流的最大(最小)值，两者的差值和三角载波比较产生驱动信号，驱动MOS管。上、下桥臂的MOS管完全独立，互不影响。这样控制的好处是：在最大程度上(2π／3的区间里)对每相进行最优控制，控制算法简单，采用数字化的控制方法，成本低。性价比高。实际的校正过