110V节能灯电子镇流器设计

　通常设计110V的EB比220V的EB难度要高点,尤其是高功率因数的,下面以几副常规的原理图引领大家进入文章的主题.

图1 220V通用线路

图2 100-110V倍压线路

图3 100-110V直接驱动线路A

图4 100-110V直接驱动线路A

为何110V的EB比220V的EB难度要高，最直接的影响是灯的启动问题，尤其是整灯在高温低压时，容易出现灯管不能成功启动，只有两边灯丝发红。原因是在高温时磁环和三极管的驱动能力降低，以至灯启动电压和灯启动电流供应不足而不能使灯管成功引燃。灯启动电压和启动电流供应不足也影响低温低压时灯的启动。另外，要想EB输出相同的功率，110V的EB的输出电流自然要比220V的输出电流大一倍，输出电流受控的关键点是EB的输出电感(也称扼流圈)，此电感的选值太大，输出功率不足。选值太小，便会引至EB的工作频率严重超标，三极管的开关损耗会上升，引至管子发热。

在线路的拓朴上,以上四副原理图是一样的,都是串联谐振正反馈电路，只是有一些巧妙的地方和元器件的数值选取不同。此电路的最佳工作状态，必须符合：

式1

式中：Fw为工作频率。Fo为整个谐振电路的固有频率。以简单的词语说明就是：工作频率与输出电感和谐振电容的固有频率要相等，电路才能工作于最佳状态，此时负载电路等效于一个电阻，可提高整个EB的效率，降低热损耗，整机性能上升。

图1是常规的220V原理图，图2是110V经过倍压的原理图。图3为110V双谐振电容直接驱动原理图，图4是双谐振电容与灯丝交叉的直接驱动原理图。

图1不适宜用在110电路当中，何解?是因为要维持确定的功率，输出电感L2必须选得很小，要符合上式，谐振电容C6将要选取得很大，而C6不能选取得太大，因为太大了，启动电压将降低。原因是：设有一高频电流流过灯丝，C6增大，等效于C6的电阻减小，C6两端的电压便下降，输出电感和灯丝的压降便上升，C6两端的电压下降，等于灯管电压下降，便很容易出现前文所述的高温不能启动问题。

因为这样，人们便研究出了如图2所示的倍压整流电路，D1，D1，C1构成倍压全波整流滤波电路，整流滤波后的电压可用下式表示：

式2

式中：Vo为输出直流电压，Vin为输入交流电压。此电路的缺点是在120V以上的线路当中难以被采用，如127V的电子节能灯，原因?你可以按上式算一算120V的节能灯，在正110%的电压环境132V交流电压供给的情况下整流滤波后的电压有多高，耐压差一点的三极管受得了吗?还得提醒你：三极管在高温时它的最高耐压值比常温耐压值是会有小许下降的。当供电电压超过三极管最高耐压值，三极管便出现二次击穿，引起集电极和发射极短路。

图3中比图1增加了补偿电容C0，可有效的符合谐振公式(式1)，令EB的效率提高了很多，启动性能也大为提高，是较为理想的直接驱动电路。此电路的磁环材料宜选用BS温度曲线较为平坦的2K或2.5K材料。三极管的集电极电流Ic和放大倍数β宜大些。此电路也有一个较大的缺点，就是当灯工作了一定时间后，灯管阴极完全老化，灯丝开路，EB电路因C0的接入仍然构成串联谐振正反馈电路，线路仍然工作，线路功率会比正常时大一倍，若此时EB不损坏，灯管两端发红，温度很高，足可以将固定灯管的塑料件溶掉。

图4是比图3更理想的直接驱动电路，采用双谐振电容与灯丝交叉的方法取得更好的启动性能，工作频率与固有频率更为贴近。

图1和图2整流滤波后的电路对电流要求不高，并且供电电压比价高，故负反馈电阻(也即发射极电阻)可选得大些，以15W的EB为例，可选用2.2欧姆的。但图3和图4中反馈电阻适宜小点或甚至直接不用。

电解电容的选取，必须保证灯的电流波峰系数小于1.7，保证这个参数的前提条件是增大电解电容的容量，增大电解电容的容量以后会导致输入电流总谐波的提高，有些国家或地区是对电流总谐波有要求的，例如我国的台湾地区，节能灯的输入电流总谐波不能高于120%，有时为了使两者都符合要求，一般在电源输入端串联一个3-10Ω的大功率线绕电阻,提高阻性负载来降低电流总谐波，此电阻的阻值不宜过大，以免过高的功耗而使其严重发热。还有，不能选用炭膜电阻，因为炭膜电阻抗电流冲击的能力并不是那么理想的。

磁环脉冲变压器与负载电路的关系，就问题而言，请先看下图：

图5

图5中：A，B两端为高频输入端，TR为磁环脉冲变压器，L为输出电感，C1为谐振电容，C2为隔直电容，OUT1，OUT2为三极管的驱动源。它们构成了一个完整的LC串联电路。

我们先讨论一下TR初级圈数与次级圈数多少对输出电压大小的影响问题，从很表面来说，根据变压器的比值：

可以说：初级的圈数越小，次级的圈数越多