利用混合信号器件获得模拟电压参考值的方法

器的负输入。使用该反馈的比较器遵循与运算放大器相同的原理，也采用电压跟随器模式。电压跟随器输出将根据需要而改变，以保持其两个输入相同。如果正输入上的值高于负输入上的值，那么输出就较高。高输出将导致低通滤波器的输出漂移较高，最终使得进入比较器的负输入高于正输入。如果负输入较高，而输出保持较低，则会让负输入下降。这样，信号为高时的百分比(也就是信号密度)会发生变化，从而保持两个输入值相同。最终这会形成一个稳定状态，实现输出的自我调制，低通滤波器输出上的密度结果为Vref = Vbg。由于比较器采用时钟计时，因此输出是一个明确定义的数字信号，经过低通滤波后可获得DC参考电压。

图3：自调整电压参考电路。

添加衰减器后可获得除内部参考电压(Vbg)之外的电压。如果衰减器添加到输出上，则能获得小于Vbg的参考。如果衰减器添加到反馈中，就能获得大于Vbg的参考。该衰减既可在模拟域，也可在密度域。

　　密度衰减

由于自调整电路的理念建立在PDM基础之上，因此我们可向密度调制添加更多电路，以获得主电路的不同体现。例如，如图4A所示，我们可在比较器输出和反馈信号之间添加密度调制器(本例中为PWM)。

图4：自调整电路的实例。

放大器：如果PWM输出的负载周期为50%，那么AND门输出的有效密度就是此前的一半，这会让负输入值为低的时间翻一番，从而让比较器输出密度翻番。此外，比较器输出的密度会根据PWM的负载周期发生变化。该数字密度信号经过低通过滤可获得DC值，该值取决于内部带隙参考电压和PWM负载周期，其计算方程式如下所示：

这样，我们就能获得改变PWM负载周期的可编程电压参考，而且避免了PWM-DAC方法的缺点。由于Dout2不能小于零，因此Vref2不能小于Vbg。

衰减器：如图4B所示，我们可对同样的组件进行重组，从而获得小于参考电压的电压(即经过密度调制的衰减器)。通过这种方法，我们可由以下方程式获得输出：

　　模拟衰减

我们可用类似于电阻分压器电路的电阻模拟衰减器来获得模拟路径上的衰减，从而得到参考电压以外的电压。

放大器：通过如图4C所示添加模拟衰减器，自调整电路可用来获得高于内部参考电压的电压(放大器)。参考电压值的计算方程式如下所示：

衰减器：通过如图4D所示添加外部电阻，自调整电路还可用来获得低于内部参考电压的电压(衰减器)。参考电压值的计算方程式如下所示：

　　缓冲器

在外部获得两个输入的情况下，自调整配置中的比较器可用作缓冲器。缓冲器的准确度与参考电压的准确度一样。缓冲模式的方框图与图3所示相同，只不过内部参考电压Vbg被外部输入电压所替换而已。

　　精确度和依赖性

用来从数字信号获得DC值的低通滤波器决定着输出信号的稳定时间和准确度。如果采用PWM-DAC方法，那么低通滤波器的极点必须根据PWM的频率进行选择;如果采用自调整方法，则必须根据比较器的时钟频率来选择。如果低通滤波器的极点过高，Vout就不能达到稳定状态值。以Fclk作为内部时钟频率，低通滤波器的具体要求可通过如下方程式计算获得：

电阻链和PWM方法直接与供电电压相关联，而自调整参考电压的变动则取决于带隙电压和比较器偏置的变动。

我们用赛普拉斯可编程片上系统(PSoC)构建了自调整电路的实施方案，并以此来收集性能数据。内部参考带隙电压和Vdd上外部获得的参考电压变动情况如图5所示。该图由通过收集采用最小型PSoC芯片CY8C21123所实施电路的数据绘制而成，该电路的平均比较器偏置电压为8mV。从图中可以看出，外部电压参考对供电电压的依赖取决于带隙参考电压变动和供电电压的比较器参数(偏置)。

图5：参考电压随供电电压和温度而产生的变化。

前两种方法对温度的依赖可以忽略。自调整电压参考电路取决于带隙电压和温度偏置差异。参考电压随温度的变动情况如图5所示。温度变动几乎完全随Vbg变动。与温度的变动相比，比较器的偏置等非理想参数与供电变化有较大不同。这会导致输出参考电压与内部参考电压差异更大，具体差异为Vdd。

因为输出的有效电阻不为零，所以上述所有方法的负载驱动功能均小于缓冲电压输出。在三种方法的驱动功能中，第一种方法最低。连接到该节点的电阻必须大大高于有效电阻 (Reff)。PWM-DAC的负载驱动功能与任何低通滤波器相同。

我们可通过理想的比较器来获得自调整电路的负载驱动功能。反馈电阻器(低通滤波器电阻)(Rlp) 决定着电路的驱动功能。由于输出会发生变动，以保持比较器的两个输入值相同，因此负载电阻会有以下限制，计算方程式如下：

本文介绍了模拟功能有限的芯片如何获得模拟电压参考值的方法。我们可