改善无源宽带ADC前端网络的设计

用。

　　虽然变压器有规定的带宽，但是前端电路设计可以限制实际提供带宽，因为PCB固有的和ADC内部寄生效应往往会使变压器提早滚降。即使选择了适当的变压器带宽，有些设计可能也需要比实际测量值更高的带宽。从转换器的角度来看，仍有大量的带宽。但是，从前端电路设计来看，根据所用的拓扑结构，带宽可能有限或需要扩展。

　　一种扩展变压器带宽的方法是：各路转换器模拟输入（图5）配置低Q值电感器或高频铁氧体磁珠(LS)。通带平坦度可以改变，但需要运用这项技术重新*估。 图5b 显示不同值电感器与带宽的结果。基线结果中，不存在L S。

图5. 与转换器的模拟端串联的低Q电感或高频铁氧体磁珠可扩展带宽(a)。不过，这也会影响通带纹波(b)。“基线”测量时无电感。

　　前端电路的匹配（图6）也可能具有不同的含义，取决于设计人员。根据定义，匹配只是表示前端网络已确定某一等值源阻抗和负载阻抗（通常为50Ω）。 信号源和负载之间产生最大的信号功率传输，以最大限度减少各种反射。

图6. 匹配不仅是定义源阻抗，而且要实现源阻抗和负载阻抗匹配。为了实现最大信号功率传输，需针对目标频带进行优化(b)。

　　通常采取复杂的共轭匹配方式，因为转换器的内部输入阻抗复杂，前端网络设计中的变压器也不理想。信号源确定为前端网络的前一级。负载包括前端网络。这包括变压器、变压器副边端接和转换器模拟输入之间的端接或滤波，以及转换器的复杂输入阻抗。

　　匹配也涉及到带宽。随着带宽在前端电路滚降，出现等值源阻抗和负载阻抗开始分离的良好迹象。预期带宽内实现前端电路匹配，需要考虑多种规格才能确保性能不变，不仅涉及动态性能，即信噪比（SNR），而且还有无杂散动态范围（SFDR）。这在高频时特别重要，如前所述，前端电路往往会快速滚降。

　　特殊的前端电路设计为具有10至70MHz的通带区，使用阻抗比为1:9的变压器，并配置250MHz的带宽。通过各种折衷手段，可以运用不同的方法来实现设计的边界条件。常常只有一个设计可行或成为最佳选择。该例中选中REVL，因为REVL对于设计要求的各种规格“匹配性”最佳。该设计也满足超过85dB的动态杂散性能。同时具有整个目标频带内最好的输入阻抗匹配，允许92％的信号功率转移到这个网络，并保持低于1dB的通带平坦度。
“匹配”有时可能并不严格。但是，匹配后，前端网络确定的一些性能参数在目标频带内确实得到了优化。

　　布局也是变量，可能会破坏任何前端设计，特别是高频段的前端设计。不当布局会弄乱前端设计，造成意想不到的后果。定义前端设计时，不要一下子放弃所有辛苦得到的设计成果。花点时间保持良好对称的布局。

　　如上例所述，使用多个级联变压器（图7）可以抑制偶次谐波失真。这两个布局图描绘出ADC前端使用两个变压器布局之间的微小差异。但是，布局（b）在宽频率带运行得更好。布局更对称，使返回电流或接地基准趋于正常。

图7. 相同的级联变压器(a) 会产生不同的结果，具体取决于PCB (b和 c)走线的对称情况。

　　快速傅立叶变换（FFT）性能曲线图（图8）验证了16位125MSps双通道ADC-- AD9268的测量值。使用对称布局，得到图8a 。在-1dBFS下施加140MHz中频信号，可产生85dB二次谐波。图8b 显示同样条件下非对称布局的性能。二次谐波的测量值为79.5dB，性能损失大于5dB！

图8. 图7 (b)中上部变压器的输出布局更对称，产生的频谱如左图所示。

请注意，与右图的非对称设计相比，左图的二次谐波降低5 dB。

　　铁氧体与非铁氧体

　　传统上，线绕变压器或铁氧体变压器一直是转换器前端电路设计的解决方案，可以将信号链的最后一级单端信号转换为差分信号，典型阻抗转换比为1:2、1:1和1:4。频率低于200MHz时，线绕拓扑结构提供良好的性能，表现出良好的均衡相位和幅度性能，以及较少的插入损耗和回波损耗。

　　但是，线绕巴伦也有一些缺点，最严重的问题是较高频率下性能降低。线绕巴伦基本上由集总元件组成，低频率时运行良好，但在较高的频率下，随着寄生效应的影响越来越明显，铁氧体损耗逐渐增加，线绕巴伦的性能随之降低。

　　根据定义，因为工作波长可比得上组件的物理尺寸，所以不适合使用集总元件。然而，安伦公司提供的一系列巴伦，采用非铁氧体耦合、微波带状线结构，本身适合在更高的频率，即200MHz以上使用。

这些巴伦采用耦合带状线设计，使用软质纤维板（聚四氟乙烯/聚四氟乙烯）材料作为电介质。此类电介质通常损耗低，在较高频率下，其插入损耗能维持在最小值。此外，这种技术允许大量的电路集中封装，尽可能缩减封装尺寸，