功率因数校正标准优化解决方案

就会出现谐波。

图2：AC-DC电源中的PFC包括利用控制电路开关一个MOSFET，以便通过电感用填充间隙的方式汲取电流，否则间隙中将出现谐波。

PFC控制器可以设计为工作在多种模式：临界导通模式(也称为转换模式)和连续导通模式(CCM)。区别在于MOSFET开关操作的速度，它决定了电感电流(和电感中的能量)是否接近零或保持较高水平。

术语“临界”和“转换”反映了每次电流接近0A，电感处于能量接近0点的事实。转换模式工作可以实现0.9的功率因数。但是，转换模式仅限于较低功率水平，一般在600W以下。由于只使用了相对很少的元件，因而非常经济。这类应用包括照明整流器和LED照明以及消费电子。

CCM的电路拓扑类似临界导通模式。但与较简单模式不同，它的纹波电流具有低得多的峰峰幅度，并且不会到0A。电感中总是有电流流过，不会在每个脉冲宽度调制(PWM)周期释放掉所有能量，因此是“连续的”。

在本例中，平均电流将产生更高质量的复合交流电流，因此有可能实现接近1的功率因数。这一点在较高功率电平时很重要，因为较大的电流会放大幅射和传导的电磁干扰(EMI)水平，使临界导通模式很难应付。

PFC控制器设计

TI对此有一个有趣的解决方案，具体体现在其UCC28070两相交错连续电流模式PFC控制器(图3)中。UCC28070主要针对300W到数千瓦的电源，例如电信整流器或服务器前端中可能使用的电源。

图3：TI的UCC28070功率因素校正芯片集成了两个工作在180°反相的脉宽调制器。这种交错式PWM操作减少了输入和输出纹波电流，并使传导EMI滤波更简单成本更低。

TI芯片设计背后的理念是对于较高功率水平，可以并联两个PFC相来提供更大的功率。这样做还能获得热管理方面的优势，因为源自两级电路的热损耗可以通过更大的电路板面积散发出去。简单并行操作的缺点是较高的输入和输出纹波电流。

TI指出，更好的替代方案是两相交错，以便它们的电流处于180°反相状态。这样就不会形成纹波电流。事实上，超过两相(图4)的设计已经很常见。在这些情况下，相位角是均匀分布的。在多相PFC中，由于较低的输出纹波电流，无源元件的数量或物理尺寸可以比单相PFC中小，从而实现对成本、空间和EMI滤波器复杂性的良好折衷。

应用通常推动着PFC控制器的设计。例如安森美半导体的NCL30001 LED照明控制器，该器件主要用于40W和150W之间的12V及12V以上LED照明应用，它整合了CCM PFC和一个回扫降压型转换器(图5)。

虽然典型的LED照明电源可能是由一个给400V总线供电的PFC升压级及随后的隔离型DC-DC转换器组成，但NCL30001数据手册描述了一个更简单的方法，这个方法将前端转换器(安森美称之为PFC预稳压器)和DC-DC转换器压缩为一个只有少量元件的单级电源处理电路。该器件只需要一个MOSFET、一个电磁元件、一个低压输出整流器和一个低压输出电容。

安森美半导体公司的数据手册提供了图5所示部分电路的启发性解释。参考电压发生器的输出是输入正弦波的经整流版本，正比于反馈(FB)，且反比于前馈(VFF)值。交流误差放大器迫使电流感测放大器的平均输出电流匹配参考电压发生器的输出。这个输出(VERROR)通过参考电压缓冲器驱动PWM比较器，而PWM比较器则累加VERROR值和瞬时电流值，并将结果与4.0V阈值进行比较。通过合适的补偿后，这个设计就可以提供占空比控制。