一个简易型115VAC供电的彩色

1引言

图1所示为220VAC供电的三洋80P机芯电源，它早年曾广泛使用在一些国内电视机中，其特点是：采用常规双极型功率管，全分立元器件，电路简单，成本低，但却能满足电视机基本稳压要求，而且EMI噪音特少。其缺点是：动态反应较慢，AC/DC转换效率稍低（最高只有80％），稳压范围较窄（只有VI±10％），而对负载变化的调整特性也没有含光耦的第二代开关电源那么好。但作为全分立元器件的第一代开关电源，它的成本却比第二代低15～20元左右，因此从性能/价格比看，在某些场合它还是很有用的。

最近为了适应北美彩电市场开发大路货的要求，我们试将一个用于14″～21″CTV的三洋80P机芯电源改为用115V供电，同时又根据美国对STANDBY

图1220VAC供电的三洋80P机芯电源电路

图2自激振荡器电路

功耗6W的要求适当修改了原电路，试验结果表明，新电路完全符合予定的设计要求。

2电路原理和特点

图1实际上是一个单管反激型变换器，它由自激振荡器，二次整流及稳压反馈回路组成。

（1）自激振荡器

图2示出自激振荡器电路部分。实验发现此振荡器正反馈系数极强，当VI为30V时便起振，随着VI升高到80V左右，VO1在额定负载下很快达到设计值110V，如果不小心再提升VI，则会立即烧管。在实用上由于加入C912，Q901～Q903等稳压反馈回路，它们同时分流了一部分Q904的激励电流，从而保证了该电路稳定地工作在220VAC±10％输入电压范围内。如果要改在115VAC工作，则首先要将偏置电阻R913适当减少，以保证Q904有足够起振和负载能力。

（2）稳压反馈机理

这里有三个稳压反馈机理存在，它们是：

①变压器初级稳压绕组N3的作用。当输出电压VO1升高时，N3的感应电动势也升高，经过D901，C910整流滤波后引起Q902Vb下降，Q902，Q903提前导通，C912的负压并在Q904基极上，促使ton变小，抵消了VO1的升高，但由于C910存在，这是一个慢调整过程。

②变压器反馈绕组N2的作用。当输出电压VO1升高时，N2的感应电动势也升高，使C912上的充电电压略有提升，也会引起Q902Ve升高，其效果也促使ton变小，VO1下降。

③R902，R905，C909的作用。这是一个快速的一周接着一周的稳压过程。当VO1升高时，锯齿形初级电流峰值加大，在R902上生成的负向锯齿形电压更负，并通过R905，C909支路耦合到Q902基极，使Vb下降（见图3）。当Vb降到低于Ve约0.7V时，Q902，Q903提前导通，ton变小，有效地补偿VO1的升高。

3电路修改过程和实验结果

（1）按照输入范围为100V～130VAC供电的要求，重新设计开关变压器，其步骤如下：

S确定最大和最小直流输入电压VImax，VImin：VImax=130××0.93≈170VVImin=100××0.89≈125V

其中系数093，089是考虑桥式整流二极管以及输入槽路中的损耗而加入的。

S确定输出功率PO：

因已知次级第一绕组输出为：

VO1=106V，IO1=0.58A

第二绕组输出为：

VO2=13V，IO2=0.5A

所以

PO=106×0.58＋13×0.5=61.5＋6.5≈68W

S确定输入功率Pi：

假定效率η=80％,则有Pi=PO/η=85W

S选定最低工作频率fmin及最大占空比Dmax

选fmin=22kHzDmax=0.47

S求初级电流峰值I1pI1p=

S求初级电感值LpLp=

图3R902的快速稳压作用

S确定磁芯型号

选EC42，磁材用PC30，查相关手册得知其磁芯截面积Se=1.83cm2，窗口面积S=2.0cm2，该磁芯可允许的最大输出功率为Pomax=

可见应用在本例PO=68W是足够的。

S求初级主绕组匝数N1N1==

=81匝

式中：BS为在100℃时最大饱和磁通密度，BS=3900Gs

BR为在100℃时剩磁，查资料BR应为600Gs。考虑磁芯需要加入空气隙以防止磁芯饱和，此时的BR值会大为减少，假定加空气隙后的剩磁为300Gs（即原值1/2）。

S求初级反馈绕组匝数N2N2=

取N2=4匝

S求初级稳压绕组匝数N3N3=

取N3=16匝

S求次级主输出（高压）绕组的匝数N4N4=

取N4=77匝

S求次级辅助输出（伴音）绕组的匝数N5N5=

取N5=10匝

图4115VAC供电的开关电源电路

基于上述的计算得出新开关变压器初步数据，但经试验后，发现次级输出电压过高，后来将次级主输出（高压）绕组的匝数N4减到72匝，N5相应减到9匝，磁芯空隙为1.3mm（其他不变），则获得很满意的效果。

（2）在新开关变压器的基础上，重新调整元件数值如表1所示。

表1元器件参数调整值对照