准方波整流在电压调整模块（VRM）中的应用

消比例K(Io纹波峰卜逯涤IL1或IL2纹波峰卜逯档谋戎)与占空比D的对应关系如图5(a)所示。只有当D=0.5，即Uin=2Uo时，才有完全的纹波互消作用（输出电流实现零纹波）。

图3 双通道交错并联QSW Buck及电感电流交错叠加示意图

进一步，可以实现四通道交错并联QSW拓扑（如图4），其纹波互消比例K与占空比D的对应关系如图5(b)所示。只有当占空比为0.25、0.5、0.75时，纹波才可以完全互消。如果占空比不等于以上值，只能实现部分纹波互消。而且，四通道交错并联的纹波互消作用，比双通道交错并联好。也即，交错并联的通道数目越多，纹波互消作用越好。

图4 四通道交错并联QSW Buck及电感电流交错叠加示意图

(a) 双通道 (b) 四通道

图5 纹波互消比例

3.1 优化的输入与输出电压关系Uin=2Uo

在双、四通道交错并联QSW电路中，如果把D=0.5（对应Uin=2Uo）作为稳态占空比，不仅可以实现稳态工作时的输出电流零纹波，大大减轻输出滤波电容的稳态纹波设计压力。而且可以实现对称的瞬态响应[4,5]，如图6所示。

(a) 负载突加 (b) 负载突卸

(c) 输出电压过冲

图6 负载突变与输出电压过冲

1)负载突加 出现输出电压下冲，为及时响应可实现D=1满占空比工作，整个开关周期输出滤波电感上的压降都为＋(Uin－Uo)，使电感电流迅速提升，对应；

2)负载突卸 出现输出电压上冲，为及时响应，占空比可以降为D=0工作，对应整个开关周期，输出滤波电感上的压降都为－Uo，使电流迅速下降，对应。

因此，从交错并联QSW拓扑本身来看，满足Uin=2Uo可使VRM输出电压的上冲和下冲具有对称的幅值，滤波参数实现优化设计，较具吸引力。

3.2 Uin=2Uo在整个电源系统中的缺陷及对策

在计算机电源系统中，VRM一般与其它部件公用电源总线，为了减小VRM的负载突变对这一公用总线电压的影响，必须在其输入端加一个输入滤波器，以保证公用总线电压不受负载突变影响[6]。其中，输入滤波电容Cin与输入电压Uin的对应关系如图7所示。

图7 Cin与Vin的关系曲线

随着处理器工作电压的进一步降低（最新已提出1V以下的要求），若按照Uin=2Uo的优化关系，VRM的Uin仅为2V左右，将需要高达mF量级的输入滤波电容；而且这么低的Uin将对应很高的Iin，增加了线路损耗，使银盒与母板之间本已很复杂的连接线变得更难设计。而随着Uin的升高，Cin将与Uin成平方反比的关系递减。当Uin提高为48V左右时，Cin降为数十μF量级，从而使得VRM的整机尺寸能够满足越来越高的功率密度要求。

可见，从电源系统角度考虑，在满足安规要求的情况下，希望VRM的输入总线电压越高越好。

为了解决多通道交错并联QSW电路中，Uin=2Uo与电源系统要求之间的矛盾，考虑引入隔离变压器，把高总线输入电压变换为低输入电压，同时结合交错并联QSW技术，得到所希望的低输出电压。基本思路有两种。

1）两级结构 DC/DC(高压/低压)前级＋多通道交错并联QSW后级，该方案的关键在于前级低压DC输出的得到。

2）隔离式多通道交错并联QSW拓扑采用隔离式拓扑，结合QSW和交错并联技术，实现高总线输入电压到低压输出的变换。

4 应用QSW的隔离式拓扑

4.1 两级方案

两级方案中，前级的DC/DC(高压/低压)变换，可采用的拓扑形式较多。如果采用常规方法，必然要一套完整的控制电路、闭环设计，增加了元器件数和整机的复杂程度。这里采用如图8所示的“对称半桥全波整流＋双通道交错并联QSW”拓扑。原边开关S1、S2采用开环控制，固定在满占空比工作，变压器绕组上得到对称的方波电压，整流后得到较理想的低压直流。副边SR1、SR2管采用自驱动方法，QSW中的SR3－SR6采用与双通道交错并联QSW电路相同的控制方法。这种方案大大简化了控制电路设计。

图8 对称半桥全波整流＋双通道交错并联QSW拓扑及其主要工作波形

4.2 隔离式多通道交错并联QSW拓扑

在常用的隔离式拓扑中，正激变换器必须留有一定量的占空比用于变压器铁芯的磁复位。在负载突升时，一个周期中必须留有一段时间用于电感放能，这就使得正激式拓扑的响应速度要比QSW电路慢。而为了满足快速响应的要求，必然要大大增大磁性元件的体积，以保证负载突升期间，变换器快速提升占空比时，电感和变压器不会饱和。

反激式拓扑存在相似的问题。负载突升时，必须首先给磁化电感储能，然后再从原边向副边传送能量。这使得响应出现延迟。

变压器对称工作的推挽、桥式电路，可以在整个周期都从原边向副边传送能量。因而可以具备与QSW电路相似的快速响应。考虑到推挽拓扑存在变压器漏感引起的关断电压尖峰等问题，全桥电路需要四管、驱动复杂等问题，