单级高功率因数调光式荧光灯电子镇流器设计

2．4 模型的验证

图2使用一个简单电路验证一下灯模型，拓扑仅由一个CLASS－D逆变器构成。参数为L_s=1.56mH，C_r=5.6nF，f_s=45kHz，D=0.45。

图2 CLASS D型 逆 变 器 电 路 拓 扑

从图3中可以明显地看出，在整个调光范围内灯电压几乎不变，灯电流随着频率的增加而逐渐降低。当f_s接近75kHz时，灯电流急剧下降，继续增大频率，灯将会熄灭。由此说明此模型能够很好地反映灯特性。

（a） f=45kHz,D=0.45

(b) f=70kHz,D=0.45

(c) f=75kHz,D=0.45

图3不 同 频 率 下 灯 电 压 、 灯 电 流 仿 真 波 形

3 设计与验证

3.1 主电路拓扑

主电路拓扑结构如图4所示。

电子镇流器的主电路由PFC电路和谐振电路两部分组成。考虑到两级结构的成本过高,因此将两级中的功率开关管共用变成单级结构。图4所示主电路拓扑就是将Buck－Boost型PFC电路与并联负载串联谐振电路合成在一起，灯模型采用前面所提到的模型。

图4 调 光 式 荧 光 灯 电 子 镇 流 器 主 电 路 拓 扑

3.2 理论设计

对于上述拓扑，功率因数校正级电感Lo是和频率有关的量，那么调光时，随着频率的升高,电感电流可能要连续，这样会影响功率因数校正的效果，灯上电压、电流也会发生畸变，从而限制了调光范围。因此，它的参数选择至关重要^[3]。首先，由于电感电流工作于DCM状态，电感电流的峰值i_in(peak)(t)正比于线电压，所以它在半个工频周期（T/2）内为

i_in(peak)(t)= （1）

(0t )

式中：V_I为电网电压的幅值；

ω(=2π/T)为电网电压的角频率；

f_s为开关频率，它大大高于电网电压频率；

D为开关的占空比。

而电感电流的平均值i_in(m)(t)为

i_in(m)(t)== (2)

从上式可以看出电感电流的峰值是呈正弦变化的，因此能实现功率因数校正。假设Buck－Boost变换器的效率是100％，功率因数是“1”，一个工频周期内输入功率因数校正级的平均功率为P_i为

P_i=== (3)

式（3）表明输入功率P_i在L_o恒定的情况下可以通过改变占空比和频率来控制，如果输入功率等于灯驱动级的功率，电压V_co能够保持恒定。相反，如果输入功率大于灯吸收的功率，则V_co将无限制地增长，造成器件损坏。

所以，应尽量使两者相等，而输出到灯上的功率P_o为

P_o= （4）

式中：V_o为灯管两端电压；

R_lamp为灯管等效电阻。

为了保证电感电流工作在DCM状态，占空比D必须满足以下条件

D (5)

L_o= (6)

式中：P_of1，D_f1，f_sf1分别表示满载时输出功率，占空比和开关频率。保证了整个调光范围内电感电流断续，即功率因数始终为“1”。

选择开关频率f_s为45kHz，为了给DCM工作状态留一个裕量，选择D=0.45。功率因数校正极电感L_o=3.37mH。并联负载串联谐振网络参数采用基波近似法得到，参数如下：C_s=1μF，L_s=1.41mH，C_r=5.6nF，模型依然采用前面提及的灯模型。调频调光时直流母线电压、灯电压、灯电流波形如图5所示。

(a) f=45kHz,D=0.45

(b) f=75kHz,D=0.45

图5 提出的单级电子镇流器不同频率下直流母线电压、灯电压、灯电流仿真波形

由图5的仿真波形可以看出，所提出的电路拓扑及参数能够达到设计要求。当频率从45kHz提高到75kHz时，灯功率可以从140％（46W）下降到1％（0.29W）。因此，设计的电路调光范围很宽，调光范围是一项非常重要的性能指标。

调光电子镇流器的频率与功率之间的关系如图6所示。当f_s=75kHz时输入电流依然能够跟随输入电压，达到功率因数为“1”。其波形如图7所示。

图6 32W荧 光 灯 调 频 法 调 光 曲 线

图7 输 入 电 压 电 流 波 形

4 结语

应用荧光灯PSPICE动态模型可以方便地设计出一个可调光的电子镇流器，设计者可以采用更少的假设做更深入的研究。对所选拓扑其调光范围可达到满功率的1％，调光范围较宽，其功率因数达到“1”，波峰因数在整个调光范围内始终小于1.7。