两种优化开关模式在高频SVPWM逆变电源中的应用

3 实验结果分析

为验证本文提出的SVPWM改进算法和两种优化开关模式的实际效果，首先进行了MATLAB仿真验证。控制系统仿真模型如图7所示。由于数字化SVPWM逆变器模型实为一个离散控制系统，所以采用MATLAB中的S函数编程，来模拟SVPWM离散算法，只要改变S函数输出向量的时间和顺序就可分别实现两种优化开关模式的控制仿真，图7中cqc模块为S函数模块。

图7 控制系统仿真模型

图8及图9分别为感性负载下两种优化模式在1000Hz输出时的仿真波形。其中u_an及u_bn为经过一阶RC滤波后的相电压波形，u_ab为RC滤波后的线电压波形，i_s－a为对应电流波形。由仿真波形可见，采用开关优化模式1时，相电压为典型的马鞍波形，其对应的线电压、线电流谐波含量很小，不过在一个采样周期中开关次数较多。而采用优化模式2时，相电压中出现了微小畸变，使得输出线电流谐波含量增加，但是它的开关损耗仅为前面的67％，这将有利于高频逆变器向更高的控制频率发展。可见二者各有优缺点。

图8 优化模式1仿真波形（1000Hz）

图9 优化模式2仿真波形（1000Hz）

图10及图11为在TMS320LF2407A最小控制系统下的实验波形，可见与仿真波形相似。实验样机设计输出功率为2000V·A，输入是220V，50Hz单相交流电,输出为可在0到1000Hz连续变化的三相交流电。由于IR2130自带2μs的死区，使得模式2的PWM波形不再具有对称性，这导致了实验中输出相电压马鞍波形畸变得更大些。但从线电压，线电流上看，两种方法所输出的波形均具有很高的正弦性。

t/（500μs/格)

图10 纯软件SVPWM波形生成法实验波形（1000Hz）

t/（500μs/格)

图11 混合SVPWM波形生成法实验波形（1000Hz）

另外，经过计算可知，改进SVPWM算法后，采用两种开关优化模式的周期中断子程序，TMS320LF2407A均可在7.2μs内执行完毕，而控制周期为23.8μs，这就为DSP完成其他更复杂的电机控制程序预留了足够的程序处理时间。

4 结语

实验证明改进SVPWM算法后，本文所设计的基于TMS320LF2407A的高频SVPWM逆变电源样机，在采用两种优化开关模式后，不但具有直流电压利用率高，软件开发周期短等优点，而且还可达到提高输出波形质量和减少开关损耗的效果，具有一定的实用价值。