谐振复位双开关正激变换器的研究

(a)Stagel[t₀,t₁] (b)Stage2[t₁,t₂] (c)Stage3[t₂,t₃]

(d)Stage4[t₃,t₄] (e)Stage5[t₄,t₅] (f)Stage6[t₅,t₆]

图3 各阶段等效电路

图4 主要工作波形

t₆时刻，S₁及S₂同时开通，其中S₂是零电压开通，而C_oss1上的电荷通过S₁迅速放完，电路进入到下一开关周期的阶段1，负载电流流过D_R1。

由以上分析可以看到，开关S₁及S₃的电压应力均为输入电压V_in，而S₂的电压应力则是复位电压。

3 特性分析

根据以上的分析可以看出，S₁及S₃为一对互补开关，两者寄生输出电容上的电压v_ds1与v_ds3之和等于输入电压V_in。因此，当其中v_ds1（或v_ds3）等于零时，v_ds3（或v_ds1）就等于V_in，可见开关S₁及S₃的电压应力均为输入电压。

开关S₂的源漏间并联了谐振电容C_r，其值远大于S₂的寄生输出电容C_oss2，所以，C_r上的电压就是S₂所要承受的电压。在S₁及S₂关断后，激磁电感L_m和谐振电容C_r开始谐振，在C_r上产生一正弦电压对变压器进行磁复位。因此，开关S₂的电压应力就是该复位电压的峰值。

可见，该变换器的开关电压应力和单开关正激变换器相比要小得多。

该变换器的另一优点是可以工作在占空比大于50％的状态下。如图4所示，当主开关S₁及S₂同时导通，辅助开关S₃截止时，加在变压器原边的电压为正，大小等于输入电压。当主开关S₁及S₂同时截止，辅助开关S₃导通时，L_m和C_r谐振在C_r上产生的电压对变压器进行磁复位。通过选择较小的C_r值，该复位电压可以大于输入电压，使得变压器的复位时间小于正向导通时间，从而得到一个大于50％的占空比。这样的好处是既可以减小变换器一次侧的导通损耗，又可以减小二次侧整流二极管的电压应力。

此外，由于C_r上的电压谐振到零之后，主开关S₂才开通，所以谐振电容不会带来额外的损耗，相反使得S₂实现了零电压开通，其本身的开关损耗也大大下降了。而S₃在导通之前是体二极管导通，即S₃也是零电压开通的，开关损耗大大减小。因此，该变换器的转换效率要比单开关谐振复位正激变换器高得多。

4 实验结果

一台采用谐振复位双开关正激DC/DC变换器拓扑的实验样机，验证了该拓扑的工作原理和特性。该样机的规格和主要参数如下：

输入电压V_in 250V～400V；

输出电压V_o 54V；

输出电流I_o 0～5A；

工作频率f 70kHz；

主开关S₁及S₂ STP11NM60；

辅助开关S₃ IRF830；

整流二极管D_R1 HER1604PT；

续流二极管D_R2 B20200；

变压器T n=40∶20，L_m=3mH，L_s=15μH；

滤波电感L₁ 30μH；

谐振电容C_r 200pF。

图5是输出4A时的主要实验波形。其中图5(a)是输入电压为250V时，变压器原边的电压波形，可以看出占空比为53％左右，证明该变换器可以工作在占空比大于50％的状态。图5(b)是输入等于400V时，主开关S₁门极驱动电压和漏源间的电压波形，其中漏源电压正向平台为400V，正好等于输入电压。图5(c)是输入等于400V时，主开关S₂门极驱动电压和漏源间的电压波形，其中漏源电压按正弦变化，其峰值为460V左右，该电压对变压器进行复位。同时从图中可以看出在门极电压变高之前，v_ds2已经谐振到零，S₂是零电压开通的。图5(d)是输入等于400V时，辅助开关S₃门极驱动电压和漏源间的电压波形，其中源漏电压正向平台也为400V。

图6给出了该变换器在不同输入电压，不同负载电流下的转换效率。最高效率达到了95.3％。

(a) v_T(V_in=250V)

(b) v_gs1 and v_ds1(V_in=400V)

(c) v_gs2 and v_ds2(V_in=400V)

(d) v_gs3 and v_ds3(Vin=400V)

图5 实验波形

图6 不同负载电流下的效率曲线

5 结语

本文提出的谐振复位双开关正激变换器，既继承了谐振复位单开关正激变换器占空比可以大于50％的优点，又发挥了双开关结构的优势，使得两个主开关S₁及S₂的电压应力分别为输入电压和复位电压，而辅助开关S₃的电压应力为输入电压，从而大大减小了开关的电压应力。另外，该变换器的开关S₂与S₃都实现了ZVS，大大提高了变换器的转换效率。因此，所推荐的谐振复位双开关正激变换器可以用于高电压输入、宽变化范围、高效率要求的场合。