高频串联逆变器谐振极电容缓冲电路的研究

β₀=cos^－1 （6）

式中：K应根据实际线路中ω，I_o，U_dc的变化范围来确定，一般取略大于1。

根据上述所选择的C和β₀值，下面讨论带有串联谐振负载的串联谐振逆变器中其它参数，如感性角φ，开关频率ω，触发脉冲的脉宽t_pw的设计方法。

由图3不难推出直流电流I_d的表达式为^[1]

I_d=I_osinωtdωt=(cosξ＋cosβ₀)（7）

输出功率

P_o=U_dcI_d=U_dcI_ocosξ－ωCU_dc²（8）

视在功率 S= （9）

负载功率因数

PF=≈cosξ－ωCU_dc(10)

又因为负载功率因数 PF=cosφ (11)

由式（10）和(11)，假定ξ=0可得

cosφ=1－= (12)

由式（12）即可确定出合理的负载感性角φ。

又因为

tanφ=Q (13)

式中：Q为品质因数。

由式（13）即可确定开关频率ω。不难得出在此工作频率下触发脉冲的最佳脉宽为

t_pw=－〔t_d(on)＋t_r＋t_d(off)＋t_f〕(14)

式中：t_d(on)，t_r，t_d(off)，t_f为MOSFET的内部参数。

由式(14)可知，脉宽的选择不仅与β0及T有关，而且与器件本身的特性也有很大关系。

4 谐振极电容对器件关断损耗和总体损耗的影响

根据以上分析，当逆变器工作在最佳状态时，其开通损耗接近为零，也容易推出关断过程中损失的能量为

E_off=(15)

输出功率因数cosφ为

cosφ=1－(16)

由式(15)和(16)可以看出，C值越大，关断时损失的能量E_off越小。但同时，输出功率因数cosφ也降低了，假定输出功率不变，将引起视在功率的增加，从而导致较大的通态损耗。

以下用Pspice软件进行仿真分析。开关器件是根据APT公司生产的功率MOSFET APT10025JVR建立的模型。其最大耐压1000V，电流34A，C_oss=1360pF，t_d(on)=22ns，t_r=20ns，t_d(off)=145ns，t_f=16ns。所用直流电压源U_dc=100V，输出电流的幅值I_o=21A，谐振频率f_r=1MHz，由式（5）和式（6）计算出谐振极缓冲电容和关断角的参考取值C=3980pF，β₀=34.68°。推出相应的φ=24.33°，f=1.058MHz，t_pw=175ns。

谐振极缓冲电容对减少MOSFET关断损耗的作用可以从工作波形看出，如图4所示。

(a) C=0

(b) C=3980pF

图4 串联谐振逆变器中MOSFET关断时刻的仿真波形

图中：1—开关电压2—开关电流3—关断功率损耗

以下取不同的缓冲电容值，对器件关断功耗和平均损耗的影响作了仿真分析。仿真结果如表1所列。

表1 不同缓冲电容值对器件关断损耗和平均损耗影响对比表

由表1可看出，当C=3980pF，β₀=34.68°时，开关器件工作在零电压开通状态，总体损耗的大小也可以接受。如果电容值过小，关断损耗特别大；电容值过大，一方面它减少关断损耗的作用明显降低了，另一方面还会导致巨大的通态损耗。

5 实验结果

在实际高频大功率串联谐振电路中，测量功率器件MOSFET的开通和关断损耗是相当困难的。由于实际条件所限，实验中采用如图5所示的具有感性负载的单管测试电路。选用的功率MOSFET器件是IXYS公司生产的IXFX24N100。C_oss=750pF，t_d(on)=35ns，t_r=35ns，t_d(off)=75ns，t_f=21ns。直流电压是经过三相整流输出的U_dc=100V。开关频率f=1.005MHz。因为，该测试电路并未构成串联谐振逆变器，无需考虑到关断角β₀的影响。实验波形如图6所示。

图5 简化的具有感性负载的单管测试电路

（a） C=0时，MOSFET的工作波形图

（b） C=0时，MOSFET关断时刻的工作波形图

（c） C=500PF时，MOSFET的工作波形图

（d） C=500PF时，MOSFET关断时刻的工作波形图

图6 测试电路中MOSFET的工作波形

（CH1为开关电流波形，CH2为示波器表笔衰减10后的开关电压波形)

6 结语

1）在频率高达MHz级的串联谐振逆变器中，开关器件漏源极两端并联一个适当大小的无损电容，可以减少关断损耗；

2）谐振电容值越大，关断损耗越小，但总体损耗增加，在选择C值时，应折衷考虑；

3）实际工作过程中，随着负载温度的提高，从而使逆变器偏离最佳工作点，参数的选取应留有一定的裕度，以保证缓冲电容放电完毕才开通同桥臂的MOSFET器件，实现零电压开通。