一种低噪高输出电压DC—DC变换器设计

3 主变压器设计
漏感是指没有耦合到磁芯或其他绕组的可测量电感量。漏感的影响就像一个独立的电感串联在绕组的引线上一样。它是导致功率开关管漏源极、整流二极管两端电压尖峰的原因。这是由于其磁通没有被其他绕组匝链所致。
对于已经选定的磁芯和计算好的绕组，可以根据式(1)估算漏感：

式中：K1是简单的初级和次级绕组，一般取3，当次级绕组是交错在初级绕组两层之间时，取0．85；Lmt为整根绕线绕在骨架上每匝的平均长度，单位为in；nx为要分析的绕组所包含的匝数；W1为绕组的宽度，单位为in；Tins为绕组的绝缘厚度，单位为in；bw为制作好的变压器所有绕组的厚度，单位为in。
从式(1)可以看出，对于好的变压器设计来说，主要是要选择中心柱较长的磁芯，可以使得绕组尽量宽；其次把绕组的匝数控制在最小程度，也可以有效地减小漏感，因为匝数和漏感的关系是平方关系；另外绕组之间的耦合好坏对漏感也有较大影响，因此在绕制过程中要尽量使绕组之间耦合紧密。
由于输出电压较高，次级匝数也较多，例如采用MAG公司RM10的磁芯，次级要26匝，如果按照正常的全波整流方式，漏感引起的电压尖峰会很高，因此在变压器设计上结合输出整流电路，设计优化如下：
(1)变压器的绕制采用“三明治”式绕法，即初级绕组先绕一半，再绕次级绕组，绕后再将初级绕组剩余的匝数绕完，并将次级绕组包裹在里面，这样漏感最小，原理图如图1所示，变压器绕制如图2所示；

(2)次级分成两个带中间抽头的绕组，每个绕组13匝(图1中的n3，n4和n5，n6)，且n3，n4和n5，n6这两个带中间抽头的绕组并联绕制，这样耦合效果最好。

4 输出滤波电路的设计
图1所示的整流滤波电路中，绕组n3和n4经V1和V2以及L1，C1整流输出65左右直流电压，并完成第一级滤波；同样n5和n6经V3和V4以及L2，C2完成同样的功能；R1、C3和V5组成第二级低通有源滤波电路，其中V5串联在输出电路中形成源极跟随器，并通过R1和R2组成的比例器来设置工作点。
L3和C5，C6组成共模滤波器，主要滤除开关器件的开关尖峰引起的高频共模噪声。
根据公式(2)计算L1，L2的电感量：

式中：Vo为输出电压，单位为V；T为工作周期，单位为s；Io为额定输出电流，单位为A。

输出滤波电容C1，C2依据式(3)计算：

式中：Iout(max)为最大输出电流，单位为A；f为工作频率，单位为Hz；Dmin为最小工作占空系数；Vripple(p-p)为输出纹波电压峰-峰值，单位为V。
5 仿真与实验结果
输出滤波电路的仿真电路如图3所示，仿真结果如图4所示。第一级LC滤波电路不同的参数组合，可以得到第一级滤波的不同效果，如L1选择1 mH，C1选择50 μF。仿真结果第一级滤波输出电压噪声为68 mV；如果L1改为500μH，C1选择50 μF，则第一级滤波输出电压噪声为800 mV，但可以通过调整第二级有源低通滤波参数，达到最终要求的纹波电压值。电路最终实测结果为16 mV，如图5所示。

如前所述两级滤波器有一个设置策略问题，如果第一级无源滤波器的截止频率设置太低，则滤波器的体积较大，并且对于空间应用来说，高压滤波电容的选择受到限制，钽电容的容量较大，但最高耐压100 V，考虑降额及避免单点失效的影响，需要3个电容串联使用，这会使得有效电容量降低，ESR成倍增加。因此综合考虑，本文设计的输出具有两级滤波器的隔离式DC—DC变换器将第一级无源滤波器的截止频率设计的较高，而第二级有源滤波的电容一般选取高频特性比较好的陶瓷电容，不但实现低噪输出，而且滤波器的体积较小，所用原器件的应力较小，可靠性较高，可以满足空间应用。