反激电源参考设计来自PI工程师的技巧与提示
设计如此宽范围的开关电源可以说是一大挑战,主要在于高压MOSFET的成本较高以及传统的PWM控制环路的动态范围的限制。StackFET技术允许组合使用不太昂贵的、额定电压为600V的低压MOSFET和Power Integrations提供的集成电源控制器,这样便可设计出简单便宜并能够在宽输入电压范围内工作的开关电源。
图4:采用StackFET技术的三相输入3W开关电源。
该电路的工作方式如下:电路的输入端电流可以来自三相三线或四线系统,甚至来自单相系统。三相整流器由二极管D1-D8构成。电阻R1-R4可以提供浪涌电流限制。如果使用可熔电阻,这些电阻便可在故障期间安全断开,无需单独配备保险丝。pi滤波器由C5、C6、C7、C8和L1构成,可以过滤整流直流电压。
电阻R13和R15用于平衡输入滤波电容之间的电压。
当集成开关(U1)内的MOSFET导通时,Q1的源端将被拉低,R6、R7和R8将提供栅极电流,并且VR1到VR3的结电容将导通Q1。齐纳二极管VR4用于限制施加给Q1的栅极源电压。当U1内的MOSFET关断时,U1的最大化漏极电压将被一个由VR1、VR2和VR3构成的450 V箝位网络箝位。这会将U1的漏极电压限制到接近450 V。
与Q1相连的绕组结束时的任何额外电压都会被施加给Q1。这种设计可以有效地分配Q1和U1之间的整流输入直流电压和反激式电压总量。电阻R9用于限制开关切换期间的高频振荡,由于反激间隔期间存在漏感,箝位网络VR5、D9和R10则用于限制初级上的峰值电压。
输出整流由D1提供。C2为输出滤波器。L2和C3构成次级滤波器,以减小输出端的开关纹波。
当输出电压超过光耦二极管和VR6的总压降时,VR6将导通。输出电压的变化会导致流经U2内的光耦二极管的电流发生变化,进而改变流经U2B内的晶体管的电流。当此电流超出U1的FB引脚阈值电流时,将抑制下一个周期。输出稳压可以通过控制使能及抑制周期的数量来实现。一旦开关周期被开启,该周期便会在电流上升到U1的内部电流限制时结束。R11用于限制瞬态负载时流经光耦器的电流,以及调整反馈环路的增益。电阻R12用于偏置齐纳二极管VR6。
IC U1 (LNK 304)具有内置功能,因此可根据反馈信号消失、输出端短路以及过载对该电路提供保护。由于U1直接由其漏极引脚供电,因此不需要在变压器上添加额外的偏置绕组。C4用于提供内部电源去耦。
文章5. 使用TopSwitch.-GX设计正激式转换器
该电路能确保变压器在每个周期进行复位,因此可大大简化使用TopSwitch-GX设计正激式转换器的过程。
图5:正激式转换器复位检测方案。
检测电路与正激式转换器偏置绕组配合使用可以检测关断期间的电压波形。当此间电压较高时,信号会应用于TopSwitch-GX L引脚,使其断开与S引脚的连接,从而抑制内部MOSFET开始另一个导通周期。当偏置绕组上的电压信号开始衰弱时,即表示变压器已经复位,L引脚与S引脚相连,开关已开启。
文章6. 选择好的整流二极管可以简化AC/DC转换器中的EMI滤波器电路并降低其成本
该电路可以简化AC/DC转换器中的EMI滤波器电路并降低其成本。
要使AC/DC电源符合EMI标准,就需要使用大量的EMI滤波器器件,例如X电容和Y电容。AC/DC电源的标准输入电路都包括一个桥式整流器,用于对输入电压进行整流(通常为50-60 Hz)。由于这是低频AC输入电压,因此可以使用如1N400X系列二极管等标准二极管,另一个原因是这些二极管的价格是最便宜的。
这些滤波器器件用于降低电源产生的EMI,以便符合已发布的EMI限制。然而,由于用来记录EMI的测量只在150 kHz时才开始,而AC线电压频率只有50或60 Hz,因此桥式整流器中使用的标准二极管(参见图1)的反向恢复时间较长,且通常与EMI产生没有直接关系。
然而,过去的输入滤波电路中有时会包括一些与桥式整流器并联的电容,用来抑制低频输入电压整流所造成的任何高频波形。
如果在桥式整流器中使用快速恢复二极管,就无需使用这些电容了。当这些二极管之间的电压开始反向时,它们的恢复速度非常快(参见图2)。这样通过降低随后的高频关断急变以及EMI,可以降低AC输入线中的杂散线路电感激励。由于2个二极管可以在每半个周期中实现导通,因此4个二极管中只需要2个是快速恢复类型即可。同样,在每半个周期进行导通的两个二极管中,只需要其中一个二极管具有快速恢复特性即可。
图6:在AC输入端使用桥式整流器的SMPS的典型输入级。
图7:输入电压和电流波形显示了反向恢复结束时的二极管急变。
文章7. 浮动恒流源允许超宽范围的输入电压
对Power Integrations的多数产品而言,数据手册中限制的用于确保正常启动和起作用的最小漏极电压为50 V。但是,如果通过外部电源向
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