反激电源及变压器的最大占空比实现

在开关电源当中，占空比发挥着重要的作用，它起着调整开关管导通时间的作用，占空比的值越高，就意味着输出电压越高。占空比在反激电路的设计当中也同样适用，接下来，就将为大家介绍一种产生最大占空比的反激电路设计，以及变压器参数的确定。摸索出了适用于各种PWM芯片的高频反激直流电路算法。

PWM控制器的选择

电路设计当中，几种常见的高频反激式电源集成控制器有两种类型，单芯片式和双芯片式。很多生产商都根据自己的 IC原理编制了电路的设计程式，这些程式都是针对芯片的特有参数设计的，从原理上都能相互解释 ，但却不能通用。对比这些计算程式可以得出：选择 PWM控制器的IC时应考虑不同控制 IC的不同参数，诸如功率控制等级、电流或电压控制模式、频率的要求;不论选用何种驱动芯片，影响变压器设计的主要参数只是频率及控制的最大占空比，其它参数对外部主电路计算的影响可忽略不计;可以在此基础上找到一种符合反激式电路原理并适合不同 PWM芯片的电路设计方法。

Flyback反激电路原理分析

首先从反激式开关电源的基本原理图开始，如图1所示，输入电源首先经过EMC电路滤除差摸及共模干扰，并对交流输入进行整流。 PWM芯片决定MOSFET的导通与截止。在 MOSFET导通期内，能量储存在励磁电感中，次级整流管是截止的，变压器为空载工作;在 MOSFET截止期内变压器励磁电感中的储能释放，转变成感应电势传送到次级，经过整流和滤波后输出直流电压。

图 1高频反激式电源基本原理

若初级电流经过磁化电感区后降至零，即为不连续导通模式;若磁化电流未降至零，则为连续导通模式。反激电路工作于连续模式时，其变压器磁心的利用率会显著下降，所以无特殊情况应避免使用。

PWM集成芯片通常接收电流负载最大的输出电路反馈信号，由此来调节 MOSFET的占空比。如果输出的负载增大，则 PWM脉冲控制的导通时间增长，流过初级线圈的电流线性上升，电流峰值增大，变压器储能增加，从而可提高次级带负载能力。开关管和输出整流管的振铃可引起高频 EMI或者环路不稳，解决的办法通常是加吸收电路。

基于最大导通时间计算方法的推导

高频反激开关电源的变压器实质上是一个耦合电感，其设计中的相互制约因素很多。在计算过程中 MOSFET与变压器的铁心可根据设计者的需要在一定范围内选择，本文主张从控制最大占空比参数入手。PWM控制芯片一旦选定，其工作频率与最大占空比也就确定了下来，若超出最大占空比，电源很容易进入非正常工作模式。已知的参数

由设计人员根据用户需求确定的参数包括：最大输入电压 Uinmax、最小输入电压 Uin min、各路输出电压 Uo1、Uo2?Uon、各路输出电流(最大值)Io1、Io2?Ion、最大输出的功率总和 Pomax。

由设计人员选择的 PWM芯片决定的参数包括：开关频率 fsw、MOS管最大导通时间 Tonmax、最大占空比 Donmax。

根据电路特点和设计经验估计的参数包括：变压器效率η、变压器励磁电感系数 Klk。

变压器的漏感很小，一般可假定 Klk=0.95(漏感为初级电感的 5%)。反激时励磁电感中的储能乘以开关电源效率，即为输出功率，反激式电源效率η一般为 0.7～0.8，这里设η=0.75。

简化计算的假设

图2 示出反激电源拓扑电路。

图中Lm：励磁电感、Llk1：初级漏感、Llk2：次级漏感。

假定：若磁芯带有空气隙，其磁导G 远小于铁氧体，所以在计算磁路磁导时忽略铁氧体的磁导，而只计空气隙的磁导;由于高频变压器线圈匝数一般很少，可以忽略变压器线圈电阻，因此在MOS管导通期内变压器初级电流呈线性上升;在任何时候磁芯都无磁通饱和，即应选取饱和磁通密度高，且有足够大的磁路截面积的磁芯;反激设计合理，在最小电压输入最大功率输出时，初级线圈处于临界连续模式，MOSFET导通瞬间有电流I=0，MOSFET关断时有变压器初级峰值电流Ipk。

励磁电感的推导

若选定芯片最大导通占空比为Don max，则MOSFET 最大导通时间：

假定Klk=0.95，η=0.75，则一个周期内变压器储存并释放的总能量：

同时，能量来自MOSFET 导通时段初级线圈储能：

励磁电感Lm=Klk=Lp。

反激电压Uf 的确定及MOS 管的选取

图3 示出反激电源工作时MOSFET 漏-源极电压uds 波形

假设滤波电容足够大，在拓扑电路反激过程中，励磁电感放电电流iLm 也是线性变化，如图4 所示。

图4 Ilm与Uds的关系

MOSFET 关断时电压均值等于输入电压与变压器反激电压之和。由图4可见，MOSFET 关断时有一个尖峰噪声电压，该噪声电压和泄放回路的设计、MOS 管的关断速度这两个因素有关。设计Uf 时必须考虑变压器饱和磁通密度、MOS 管的耐压值、PWM芯片的