紧凑型全桥DC-DC隔离电源设计实例

系统为+15V单电源输入，因此全桥开关采用2片内含PMOS和NMOS的S14532ADY实现，此时PWM驱动脉冲无需隔离，即不用将全桥的上下臂驱动脉冲进行隔离，使用振荡电路的逻辑门进行驱动，简化了控制电路，同时该全桥开关为小体积的SO-8封装，实现了最小PCB设计。据此原理设计全桥开关需要4路PWM脉冲驱动，分为2组，每组内互反，驱动对角的PMOS和NMOS开关，2组之间带有死区，具体的4路，驱动脉冲时序要求如图2所示。G11、G2、G22、G1为4路PWM驱动，T1、T11为两个DC-DC电源变压器，此处只画出了原边绕组，C为隔直电容，能够有效地防止变压器磁芯饱和。可以看到，对角的开关同时导通，两组对角交替开关，两个变压器磁芯工作在I、Ⅲ工作象限，双向励磁，有利于实现高功率密度。

采用上述设计，4路PWM时序必须严格按照图2所示产生。一般PWM驱动产生方法用MCU、DSP或专用IC产生，难以实现低成本和紧凑设计。文中对通用多谐振荡器电路进行改进，分别增加两个二极管、电阻及电容，即可输出满足上述要求的4路PWM驱动信号，简化了电源设计，提高了可靠性。

1．2．2DC-DC电源变压器的选择及设计

系统电源采用全桥驱动，磁芯工作在I、Ⅲ象限，驱动上要能够防止磁芯饱和，同时要求效率高、体积小。基于上述考虑，选用环形磁芯T10×6×5，材质为PC40，环形磁芯漏磁小、效率高。具体参数为：μi=2400，Ae=9．8mm2，Aw=28．2mm2，J=2A／mm2。系统工作状态为：ηB=90％，Km=0．1，fs=366kHz，Bm=2000GS，根据P0=Ae×Aw×2×fs×Bm×J×ηB×Km×10-6。得出P0=9．8×10-2×28．2x10-2×2×366×103×2000x2×0．9×0．1×10-6=7．3W，理论计算表明，所选磁芯满足设计的功率要求。

变压器匝数设计是根据式(2)和式(3)计算，其中μi为输入电压最小值，△Vce为额定电流下全桥回路开关管压降，Dmax=0．48；μo为输出电压额定值；△Vd为输出额定电流下全波整流二极管压降。理论计算原副边匝数为：原边Np=4．6匝，副边Ns1=5．8匝，Ns2=3．9匝。

Np=[(μi-△Vce)×Dmax]／(2△B×Ae×fs)(2)

Np=[(μo-△Vd)×(1-Dmax)]／(2△B×Ae×fs)(3)

实际调试结果为：原边p=6匝，副边Ns1=8匝，Ns2=5匝。

1．3带死区的4路互补PWM信号仿真

两路DC-DC电源变压器原边共用全桥拓扑，全、桥电路的4路PWM信号是在多谐振荡器电路的基础上添加几个无源器件生成的，并且产生的两组驱动信号带有死区，能够有效防止全桥开关器件直通。电路的工作原理是：对通用多谐振荡器输出加以改进，使其充放电电容容量不同，产生2路充放电曲线略有差异的波形，这个差异就会在两组PWM波之间产生死区，再分别经过同相器和反相器，即可产生4路满足驱动要求的PWM脉冲。

4路PWM生成电路的Saber仿真原理图及仿真结果如图3(a)和图3(b)所示。由仿真结果可以看出，4路PWM脉冲能够满足共用全桥拓扑的控制要求。

2 实验结果

图4(a)所示为实际全桥DC-DC电源变压器原边及副边绕组带载波形，其中CH1为原边线圈两端电压，CH2为副边线圈正电压。由于器件分散性，实际测试DC-DC电源工作频率为366kHz，频率偏差为3．8％，满足设计要求。图4(b)所示为动态加载输出波形，其中CH1为输出正电压，CH2为输出负电压。测试时负载为35Ω／10W，可以看到突加突卸额定负载时输出正电压较平稳，波动1V，满足设计要求；负电压稍有波动，考虑到IGBT负压是用来维持关断状态，负压在-5～-15V即可，因此满足半桥集成驱动电源的要求。

3 结束语

针对绿色能源设计需求，结合集成驱动板具体使用条件，实现了DC-DC隔离电源高效、可靠设计，并且易于和IGBT模块集成，易于安装。该电路以两组磁芯原边绕组共用高频全桥开关的DC-DC隔离电源；生成4路无需隔离的全桥脉冲信号，实现了高功率密度的板上电源的紧凑设计。仿真和实验结果表明，该电源电路简洁、高效、可靠，达到了预期目的。