小电流纹波的ZVZCS全桥PWM变换器研究

摘要：为了减小输出电流的纹波，在传统的全桥移相零电压零电流(ZVZCS)-PWM变换器的基础上设计了一种优化的变换器。通过在次级引入一个辅助电路，既能使超前臂实现ZVS，滞后臂实现ZCS，又能减小输出电流纹波。辅助电路中无损耗元件和有源开关，能克服传统变换器的缺点。该电路具有高效率，低损耗，小电流纹波和能带大功率负载的优点。根据电路特征和设计要求，选择采用2．5 kW，100 kHz的IGBT作为基本元件研制了一台实验样机，并验证了该理论的正确性。
关键词：变换器；零电压零电流开关；电流纹波；移相全桥

1 引言
为了在高频电路中使用IGBT，提出了ZVZCS全桥PWM变换器。ZVZCS由超前臂和滞后臂构成，超前臂实现了ZVS，滞后臂实现了ZCS。针对电流纹波会带来很多弊端的问题，通过在变压器次级引入一个辅助电路，不但满足了ZVZCS的初始条件，还减小了电流纹波。为了能更好地实现zCS，采用在滞后臂串联二极管的方法。优化电路的优点是没有有损元件和外部电源，可减小能量的消耗并保证系统总的工作效率。此外，没有大的能量流通且无二次寄生响应生成。

2 工作原理与设计
图1示出优化电路的拓扑。该拓扑在传统变换器的基础上加了一个辅助电路并在滞后臂串联二极管来实现其功能。假设除特别指定元件，所有电阻、电感、电容和变压器均为理想元件。

该电路在半个周期内共有8个工作状态，其工作原理简述如下：
[t0～t1]阶段 t0之前，VS2零电流开通。t0时刻，VS1和VS2导通，箝位电容Cc上的电压uCc由于漏感的谐振从零开始增大。由耦合电感、Cc和二极管VDb组成的回路可保持对Cc持续充电，所以使得uCc=2uLo。加大uCc能更有效地加快初级电流ip的下降速度，并起到箝位电压的作用。Cr使得次级整流二极管上漏感和节点电容没有产生寄生响应。初级电压uab、电流ip，次级电压uCc、电流iC分别为：

[t1～t2]阶段 uCc保持是Lo两端电压的两倍。uab和ip保持不变，uab(t)=Uin，ip(t)=nIo。
[t2～t3]阶段 VS1关断，ip对C1充电，C3放电。uab减小，uCc按照n2／n1比率下降。uab线性下降，uab(t)=Uin-nIot／(C1+C3)，ip(t)=nIo。
[t3～t4]阶段 当整流电压等于uCc时，VDc导通，Cc维持整流电压，整流侧电压减小速度比初级慢。LIK储存的能量保持C1充电，C3放电(设Cc>>C1，C3)，故uab仍按照原始速率减小。该模式结束时，ip和uCc定义为iα，uα。
[t4～t5]阶段 C3放电结束，二极管VD3导通，然后VS3开通，此时实现了ZVS。次级漏感电流和ip迅速下降，Cc提供能量。ip降至零时，整流侧电压定义为μβ。

[t5～t6]阶段 ip被重置，整个初级侧电路没有电流流过。Cc提供整个电路的电流，因此整流电压下降得很快。uCc(t)=-Iot／Cc+uβ。
[t6～t7]阶段 VD2阻断了ip反向环流，使得ip保持为零，这为滞后臂实现ZCS提供了十分必要的先决条件。Cc放电完毕，整流二极管全部导通，Lo提供整个回路的能量。该周期结束，VS2关断，完成ZCS过程。
[t7～t8]阶段 经VS2，VS4死区时间后，VS4实现ZCS，这是因为漏感限制了ip上升速度，令其不能突变。ip线性增加，整流电压为零。这是上半个工作周期，后半个工作周期与之相似。

3 输出电感的零电流纹波
输出滤波电感上有零电流纹波。引入一个辅助电路可大幅降低零电流纹波，且不影响DC／DC转换和ZVZCS过程，如图2a所示。简化的耦合电感等效电路模型如图2b所示。电流耦合电感模型由理想变压器和漏感组成。假设电感波形的等效变换u1和u2是相等的，那么初、次级漏感为：LI1=(1-kn)L1，LI2=n(n-k)L1。其中，耦合系数k=Lm／，匝比。Lm为互感系数，L1，L2分别为初、次级绕组自感。若满足n=k，次级漏感将降为零。初级电感中存在零电流纹波，可通过改变n，k减小纹波。文献中k的变化是连续的，而改变线圈匝数使得n变成离散的。因此，改变n的方法可很容易实现该电路要求。

4 主要参数的选取
取Uin=400 V，变压器初级最大导通占空比Dmax=0．8，LIK=3．6 μH，输出电压Uo=48 V，开关频率fs=100 kHz，由于IGBT能产生电流拖尾现象，所以滞后臂与超前臂的死区时间应该被设置长些，在此取3μs。并联在VS3两端的C3在[t4～t5]时刻完全放电才能保证VS3实现ZVS开通，并满足：t3-t4=(1／ωα)arcsin[(n2uCc)／(IoZα)]≤π／(2ωα)]，经计算C3=2．169nF，实际取C1=C3=2．2nF。
变压器初、次级匝数比是在变压器初级最大占空比及最低输入电压前提下，次级输出电压能达到的最大值，即n≤UinminDmax／Uomax。经计算，取n=4。
在t4时刻，Cc提供能量，开始放电。若使滞后臂能够完全实现ZCS，应使漏感中储存的能量小于Cc中储存的能量，即漏感中储存电荷的续流放电时间小于Cc中储存的磁通链的放电时间。，进而可推导出：。由上式可见，Cc越大，越容易实现变换器滞后臂的ZCS变换，但会使充电时间变长，为降低对其他工作阶段的影响，取Cc=0．2μF。
输出滤波电感电流Io较大，滤波电容Co充电，输出电压Uo会增大；反之，Uo会减小，因此Uo会有个小的波动电压△uo。一个开关周期中，Co的充电电荷计算公式为：△Q=△iLTL／8，推出△uo=△Q／Co，由于电容有损耗，设计中取Co=50μF。

5 实验结果与分析
建立以2．5 kW，100 kHzIGBT作为基本元件的ZVZCS移相全桥PWM变换器的仿真模型。初级电压、电流波形如图3a所示，实现初级的逆变功能，为整流过程的输入提供了基本保障。图3b为滞后臂开关波形，可见VS2关断前流过电流为零，所以实现了ZCS。传统电路和改进电路的电感电流纹波如图3c，d所示。可见，改进电路的纹波远小于传统电路波形。小的半圆形电流纹波是由Cc的充电电流引起的。由实验可知，所有得到的波形在误差允许范围内满足要求。