基于TOP204双路输出开关电源设计

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绕组）、Ns（次级绕组）

式中：△B为感应强度变化量，取值在(0.2~0.3)T之间，这里取0.25，单位是T；Ae是磁芯截面积，单位cm2；Lp是初级电感量，单位H；Ip是初级峰值电流，单位A；Vo是次级绕组输出电压；VD是输出整流二极管压降。各匝数选用如下。

初级绕组匝数Np为:Np=108.3匝，取109匝。

输出电压Vo1=+15V，则次级绕组匝数Ns1为:Ns1=8.5匝，取9匝。

输出电压Vo2=-15V，则次级绕组匝数Ns2为:Ns2=12.8匝，取13匝。

反馈电压Vo3=+7.8V，则次级绕组匝数Ns3为:Ns3=3.7匝，取4匝。

（5)计算气隙长度

气隙长度由式（9）计算。

式中：lg为气隙长度，单位为cm；Np为原边匝数，Ae为磁芯的截面积，单位为cm2；Lp为初级电感量，单位为H。

计算得lg=0.0732cm。但在实际手工绕制变压器时，由于气隙太小还得根据实际测试结果进行调整，以达到所要求的结果。

2.4输出整流滤波电路设计

输出整流滤波电路由整流二极管和滤波电容构成。输出整流二极管的开关损耗占系统损耗的（5%~10%），是影响开关电源效率的主要因素，它包括正向导通损耗和反向恢复损耗。因此，为了提高开关电源的效率，在其他环节不再有可以挖掘的余地时，只能考虑如何进一步降低输出整流器的导通电压降。由于肖特基二极管导通时正向压降较低,因此具有很低的正向导通损耗。此外，肖特基二极管反向恢复时间短,在降低反向恢复损耗以及消除输出电压中的纹波方面有明显的性能优势，所以选用肖特基二极管作为整流二极管。选取的原则是，根据次级整流二极管的电压应力公式，即：。

经计算，取型号为BYW29-200整流管，最大反向电压VRRM=200V，平均电流IAV=8A。

此外，为减小共模抑制比，在输出地与高压侧地之间接共模抑制电容，如图1中的C5。

2.5反馈回路的设计

开关电源反馈电路的形式依据输出电压的精度而定，其+15V的电压输出利用TL431、PC816和TOP204构成光耦反馈端,可使电压调整率达到±0.2%左右，大大提高了电压精度。-15V的电压输出采用7915三端稳压器，可使稳压精度达到±0.4%左右。

在+15V一端，光耦合器PC816中的LED用来构成反馈指示，R2为LED限流电阻，TL431作为外部误差放大器。当输出电压+15V变化时，经过R3、R4分压得到取样电压，与TL431中的2.5V带隙基准电压进行比较，使1端电位发生变化，进而使LED工作电流发生变化，再通过PC816控制端电流，从而使TOP204的控制端电流发生变化，进而调节+15V电压变化。C4是用来决定误差放大端的频率响应。

在-15V一端，电压的稳压过程由LM7915决定。LM7915的输入端（变压器的输出端）为-23V，进过稳压器稳压后得到-15V的电压。L2起消除尖峰电流的作用。由于在+15V端TL431使得电压的调整率达到±0.2%左右，这使得通过TOP204变压器绕组端的调整范围稳定在一定范围内。为此，其他次级绕组的变化与+15V端一样。在-15V端在加入稳压器和L2后，进一步减小了电压变化范围。使-15V精确至±0.4%左右。

反馈绕组一端为TOP204的控制端提供反馈电流，其最大允许电流为100mA。它的耐压范围在（5.7~9）V之间，设计当中一般选用6V。R6为限流电阻。另外，+C6有三个作用：滤除控制端上的尖峰电压；决定自动重启频率；和R5一起对控制回路进行补偿。

3实验结果

表1为当输入Vi（200V~300V）交流电时，输出电压V1（+15V）、V2（-15V）的变化情况。其中图2（a）、图2(b)分别是+15V和-15V的实际波形。

表1输入电压Vi时，输出电压V1和V2的实测值