适用于汽车电源系统的全桥推挽式双向DC-DC变换器

1引言

随着诸如电动汽车、混合动力汽车和燃料电池汽车等新能源汽车对电能需求的日益增长，基于超级电容器的储能系统被越来越多的应用于主电源系统的辅助充放电功能。双向DC-DC变换器可以实现低压超级电容侧和高压传动系统侧之间的电能传输，高压侧包括1个3相变频系统和主电源，如图1所示。一般来说，高升压/降压比的电功率变换，在拓扑中可以通过一个高频变压器来实现。对于低电压大电流侧来说，广泛采用同步整流器来减少整流传导损耗^[1]。

图1基于汽车储能系统的超级电容器

本文提出了一种结构，将一个高频变压器与基于双向DC-DC变换器的全桥/推挽电路相联接，为汽车电源系统提供充放电服务。它可以在低电压大电流超级电容侧和高电压弱电流主电源侧之间进行充放电操作，以上过程通过实验拓扑系统进行了验证。此外，本系统还采用同步整流器和无损耗缓冲电容来缩减传导损耗和电压/电流浪涌，这些浪涌主要是由二极管恢复特性和软开关操作引起的。

2电路拓扑

双向DC-DC变换器的拓扑结构如图2所示。图中，Vb和S.C.表示蓄电池组高电压源和超级电容；高电压功率传送系统用电阻R1；高电压侧的全桥电路（S1/D1到S4/D4）和低电压侧的推挽电路（S5/D5和S6/D6）通过高频变压器T相联。当超级电容处于充电模式下，全桥电路就成为一个高频逆变器。反之，超级电容处于放电模式时，推挽电路成为高频逆变器。Cr1和Cr2为附加的无损耗电容，起到零电压开关时的换向作用。

2.1超级电容器充电模式（PWM和移相PWM）

本文讨论了两种型式的超级电容充电模式下的PWM方案。基本的变换器PWM控制波形如图3所示。

图2基于双向DC-DC变换器的全桥/推挽式电路

图3超级电容充电模式工作波形（基本PWM控制波形）

超级电容充电电流Isc（=IL）由充电占空比Dcharge调节。这里，Dcharge可用主开关S1/S4和S2/S3的导通时间T1来表示：

(1)

如图3所示，推挽侧的门信号（S5和S6）通过检测高频变压器的次级电压产生。S5在S2（S3）闭合期间打开，在变压器次级电压Vs达到Es时，S5闭合，Es可表示为

（2）

移相PWM控制方案的工作波形如图4所示。开关S1和S2，或者S3和S4交错开启和闭合，死区时间间隔td用来在S1和S2导通的瞬间进行ZVS换流。DC-DC变换器的输出电流Isc可通过延迟S4(S3)或S1(S2))的门脉冲信号来进行调整，并以ton（ton=DT/2）间隔进行周期变化，此所谓移相PWM控制。

(3)

图4超级电容充电模式工作波形（移相PWM控制）

图5表示的是同步整流控制电路，由于门信号工作延迟的因素，图中Es需要进行校准。

图5推挽侧同步整流控制器

2.2超级电容放电模式

超级电容放电模式的工作波形如图6所示。推挽电路开关（S5、S6）的导通时间有部分重叠。超级电容放电电流Isc就是由重叠时间间隔来控制。在该间隔中，Isc将电能存储于电感LDC中，此后，电流流向蓄电池侧，这意味着放电占空比Ddischarge应该大于0.5。在放电模式中，全桥电路相当于一个二极管整流器。

(4)

图6放电模式工作波形

2.3电路设计

首先，超级电容的储能率被限制在最大容量的75%，该比率所对应的电容最低电压为电容最高电压Vc_max的一半。这样，高频变压器的匝数比NT可由下式确定：

（5）

本系统使用的超级电容单元为PSLF-1350，四个串联单元的详细说明见表1，双向DC-DC变换器的整体设计说明和电路参数见表2。

表1超级电容规格参数

表2电路参数

3性能分析

3.1PWM控制下的稳态测试结果

为验证双向DC-DC变换器的稳态性能，建立了实验室模型进行测试。全桥中的开关器件采用三菱的沟槽栅型IGBTCM100DUS-12F，推挽电路中的功率器件采用英飞凌的并联MOSFETBUZ341。

图7显示了超级电容充电模式下全桥不带同步整流器和无损耗缓冲电容情况下的工作波形，开关器件处于硬开关条件下。超级电容充电电流Isc受到全桥侧的较好调节。整流二极管D5和D6中的恢复电流浪涌造成超级电容电压Vc中的电压尖峰，这些尖峰可以通过增加同步整流器进行削减。

图7不带同步整流的超级电容充电模式下的工作波形（不带无损缓冲电容器的PWM控制）

图8超级电容放电模式下的工作波形

图8显示了超级电容放电模式下的工作波形。在推挽电流波形中能观察到电流浪涌，这些浪涌是由MOSFET（S5和S6）的硬开关操作引起的。在其他试验中，这些浪涌