滞环恒流LED驱动电路的电流采样电路

针滞环恒流大功率LED驱动芯片，提出一款高性能电流采样电路。该电路采用高压工艺，可承受最对高达40V的输入电压。通过分析滞环控制的特点，采用串联电阻采样技术，结合匹配电流源结构，在保证响应速度和采样精度的同时，降低了电路的复杂度。电路中加入输入电压补偿电路，进一步提高了恒流控制的精度。在Cadence下的仿真结果表明，电路可在800kHz的频率下正常工作，采样精度达99.78%；当电压从15V变化至35V时平均负载电流误差为0.81%；输出电压范围为0～5V。

当今照明领域，LED凭借其寿命长、功耗低、无污染等优点成为未来发展趋势。然而，要针对不同的应用场合，分别设计一个独特的芯片，目前情况是不可行的。因此，能够使电源与负载相互独立的电源管理芯片被广泛应用。在这些芯片中，无论是电压还是电流控制模式，都会通过检测电感电流进行过流保护。在电流模式中，采样电流还被用作环路控制。

提出的电流采样技术用于一种滞环恒流控制大功率LED驱动电路中，除具有环路控制与过流保护的功能外，还具有电压补偿的功能及结构简单的特点。

1 采样方式的分析与选择

1.1 现有采样技术

表1中列出了现有的几种电流检测技术并列举了其优缺点。文献对其进行了详细介绍。

表1 现有采样技术及其特点

1.2 滞环控制原理分析

图1是滞环控制电路框图。LED驱动电流的变化反映在Rsense两端的压差变化上。滞环电流控制模块内设两个电流阈值Imax和Imin，当电路接上电源时，功率管打开，电源通过Rsense、负载LED向电感L充电，驱动电流上升。当电流>Imax时，控制电路输出低电平关闭功率开关管。此时电感通过负载LED、Rsense和肖特基二极管放电，电流下降。当驱动电流Imin时，控制电路输出高电平打开功率开关管，重复上一个周期的动作。通过这种方式控制电路将驱动电流限制在Imax与Imin之间周期性变化，使流过LED的平均驱动电流值恒定。

可以看到，滞环控制电路使用的是串联电阻采样技术。从表1可知，串联电阻技术的功耗很大，同样具有高精度且无损耗的Sensfet似乎更胜一筹。不过，Sensfet技术只能检测功率管打开时的电流变化情况，而无法检测功率管关断期间的电流变化。因此无法在需要始终对电流进行采样检测的滞环控制电路中使用。同时，由于输入电压较高，串联电阻所消耗的功率在整个电路功率中所占比例也降低了。

2电路设计

图2是电路采样电路结构图。Rsense为采样电阻，R1=R2=R；Mp1、Mp2、Mn1、Mn2组成的电压镜和Mp9反馈管组成匹配电流源作为电流检测电路。其中Mp1与Mp2相互匹配并被偏置在饱和区，Mn1与Mn2是两个相同且非常小的电流源，以保证流过Mp1与Mp2的电流相等从而使其具有相等的VSG。

由于Vin>Vcsn导致I1与I2不相等。采样电流Is即为这部分“多余”电流，大小为：

式(1)中，实际流过Rsense的电流为IL+I2。因为I2的大小低于电感电流的10-4倍，其影响可以忽略不计。

图4为实际电路图。Vin与Vcsn为精确采样电阻Rcsn两端电压，输入范围8～40V；Vcc为芯片内部5V稳定电源。在实际电路中，VA对VB的匹配度直接影响采样精度。图3为简化的小信号模型。

图3

应用KCL定理，得到

由式(6)可以看出，当gm1ro2或gm2越大，VA与VB的匹配度越高，电流采样越精确。值得注意的是，式中出现gm1ro3的平方项，这意味着可以用较小的增益达到高精度。但是，耐压5V的低压管无法在高输入电压下正常工作，电路中必须使用大量耐压40V的高压管。然而高压管的增益与等效输出电阻很低，无法满足电流采样电路的精度要求。

为使低压管能在高压输入中也正常工作，电压镜采用了高低压器件混用的共源共栅结构。Mp1、Mp2、Mn1和Mn2为低压管；Mp3、Mp4、Mn3和Mn4为高压管。一方面，高压管作为共源共栅器件增大了输出电阻；另一方面，它承受了大部分压降，以保护低压管不被击穿。不过，共源共栅结构带来另一个问题。串联电阻R2令Mp2和Mp4之间的次极点更靠近原点，使系统变得不稳定。为消除该极点带来的影响，在共源共栅结构的输出端加入补偿电阻R5和电容C，引入一个零点并使主极点更低。

高压管Mp5～Mp10为匹配电流源的输出级，主要起隔离缓冲的作用，电流镜结构避免了增加新的极点。分流结构Mp7、Mp8将Mp5始终偏置在饱和区，从而允许流过Mp9与Mp10的电流最低降至0 A，使电路在空载时可以输出地电压，为芯片的进一步设计提供了方便。

P1～P12为保护管，防止低压管因漏源或栅源电压过高而被击穿。

高压管Mp11、Mp12、Mn7与R4构成了电压补偿电路。在前述的工作原理中，电路通过将电流限制在阈值Imax和Imin间周期变化达到恒流控制