微功耗清洁能源存贮系统

阻值相同的16个电阻串联后与V2并联，16个比较器的反相端顺序、依次接在串联电阻上，第1个比较器接1个电阻，第2个比较器接2个电阻，余类推如图8。另有交流参考电压V1，全波整流后直接接到每一个比较器的同相输入端，同时设交流、直流参考电压V1、V2的幅值都是16V。

图13逆变器(16阶)宝塔波电压驱动信号实际电路

前10ms，当交流参考电压V1的幅值小于1V时，没有一个比较器的同相端电压大于反相端电压，所有比较器都输出低电平。当V1的幅值大于等于1V时，第1个比较器的同相端电压大于其反相端电压，输出高电平。当V1的幅值大于等于2V时，第2个比较器的同相端电压大于其反相端电压，输出高电平，其余类推。当最后一个，即第16个比较器输出高电平以后，交流参考电压V1将到达极值，随着时间的推移，V1将下降。当交流参考电压V1的幅值下降到小于16V时，第16个比较器的同相端电压小于其反相端电压，其输出端电压产生负跳变，电压由高变低，产生了第1个、也是持续时间最短的脉冲信号。当交流参考电压V1的幅值下降到小于15V时，第15个比较器的同相端电压小于其反相端电压，其输出端电压产生负跳变，电压由高变低，产生了第2个脉冲信号，其余类推。当交流参考电压V1的幅值下降到小于1V时，第1个比较器的同相端电压小于其反相端电压，其输出端电压产生负跳变，电压由高变低，产生了第16个、也是最后1个、同时是持续时间最长的脉冲信号。当第二个10ms到来的时候，重复上述工作过程。所产生的16个持续时间由短到长的脉冲驱动信号，也就是形成宝塔电压的各个微分电压，参考图14的仿真波形。

图14 逆变器(16阶)宝塔波电压驱动信号仿真波形

显然，交流参考电压V1的频率决定了所产生的脉冲信号的持续时间，即决定了微分逆变器输出交流电压的频率，而参考电压V1、V2的幅值决定了所产生的脉冲信号的高度，即决定了微分逆变器输出交流电压的幅值，V1的频率和V1、V2幅值是可以任意调节的，所以，微分逆变器输出交流电压的频率和幅值也是可以任意调节的。

图15是微功耗直流逆变器(8阶)输出电压仿真波形，左边是输出正弦波电压Vo，右边是宝塔波的切割过程。从图可以看到，当宝塔波的阶数N增加时，例如N=8，所产生的宝塔波非常接近正弦波，可以省去电压切割这一环节。

图15 直流逆变器(8阶)输出电压仿真波形

由图15右边仿真波形可以看出，从宝塔波切割下来的边角料，随着阶数N的增加，总面积越来越小，这是因为宝塔波可以看成纵轴上的N个微分叠加而成，当N趋于无穷大时，宝塔波趋于正弦波，这时候，用正弦波切割宝塔波，切下来的边角料总面积等于零。

一般多电平FBI逆变器[1]，例如三电平逆变、五电平逆变，七电平逆变等，增加输出电压电平数N的目的，是为了减少输出电压波形中的谐波含量，但所需功率器件和电路复杂性呈指数增加，必须要有N个隔离的、独立的电压源，而且每个FBI中功率器件的驱动信号也是隔离的、独立的。三相二电平逆变，功率器件6个，三相三电平逆变，功率器件12个，三相五电平逆变，功率器件24个。如果要实现16电平逆变，所需功率器件P=2N=216=65536，需要隔离的、独立的驱动信号65536个，这种纸上谈兵的逆变电路，在实际上是完全不可能实现的。所有有关逆变器的教科书都提及多电平逆变，但没有哪一本教科书能画出五电平以上逆变器的实际电路，因为太复杂，画也画不出来，怎么能实际做出来。

SPWM全桥逆变电路(FBI)，不仅仅是功率器件呈指数增加的问题，更要命的是，在进行多电平叠加的同时，还要在每一个电平中进行SPWM脉宽调制，一个FBI的SPWM控制已经够复杂，现在要对多达2N=65536个SPWM驱动信号进行控制，其空间矢量的复杂程度，是不可想像的。

微功耗直流耗逆变器所需功率器件和电路复杂性呈线性增加，即所需功率器件P=2N，其中N为电平数。图4是4电平微功耗直流逆变器的实际电路，所需功率器件P=2N=2*4=8，实现16电平逆变器，所需功率器件P=2N=2*16=32，限于文章篇幅，本处不宜画完整电路图，仅在图13画出了微功耗直流逆变器(16阶)宝塔波电压驱动信号产生电路及图14的宝塔波电压驱动信号仿真波形，16电平微功耗直流逆变器的完整电路请参考文献[3]。

图16是直流逆变器(16阶)宝塔波电压仿真波形，图中曲线可以看到，N=16的宝塔波已经趋近正弦波，根本用不着进行电压切割。

图16 直流逆变器(16阶)输出电压仿真波形

7.4电压切割电路

用正弦波波形切割宝塔波，设切去正弦波后剩下来的部份面积为S0，当宝塔波的阶数N=1时，S0=A(1-SinX)，其中A是输入电压的幅值，根据计算，这部份面积占总面积的3