一种同步补偿器直流侧储能电容值选取方法的改进

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1 引言

1981年，日本的Nabae等人提出了多电平变换器的思想，近年来成为了高压大功率变频领域的一个研究热点。多电平逆变器输出电压阶梯多，从而可以使输出的电压波形具有较小的谐波和较低的du/dt.随着输出电平数的增加，输出电压的谐波将减少。另外，多电平逆变技术在减小系统的开关损耗与导通损耗，降低管子的耐压与系统的EMI方面性能都非常优良。传统的多电平逆变器可分为二极管箝位型、电容箝位型以及级联型等三种结构拓扑，二极管箝位型逆变器因为在随着电平数的增多，其开关器件和箝位二极管会大量的增加，因此通常只适合于五电平以下的多电平拓扑。而电容箝位型逆变器存在有电容的充放电电压平衡的问题，而且在电平数增加时，会需要较多的箝位电容，因此也存在一定的弱点。 对级联型多电平逆变器来说，当需要得到多个电平时，会需要较多的直流电源，整流侧会需要一组变压器，造成体积庞大，另外也不易实现四象限运行。

静止同步补偿器(STATCOM)是一种并联型无功补偿的FACTS装置，它能够发出或吸收无功功率，并且其输出可以变化以控制电力系统中的特定参数;一般的，它是一种固态开关变流器，当其输入端接有电源或储能装置时，其输出端可独立发出或吸收可控的有功和无功功率;它可在如下方面改善电力系统功能：动态电压控制，功率振荡阻尼，暂态稳定，电压闪变控制等。

采用级联逆变器作为STATCOM主电路可以省去大量钳位二极管和电容，所以基于这种结构的STATCOM研究很多[6]，但这种结构需要多个独立储能电容。当用于STATCOM主电路时，必须考虑多个电容电压的平衡问题，这样使控制方法非常复杂。为了减少对电网的谐波干扰，采用这种结构的STATCOM的每相常常要级联多个全桥逆变器，这就需要大量的开关器件，成本大大增加。针对国内6kV中压电网三相平衡负载的无功功率补偿，结合二极管箝位多电平逆变器和级联逆变器的特点，本文提出了一种能够直接并入电网的主从型逆变器结构STATCOM，减少了各种功率器件的应用并消除了变压器，实现STATCOM高压大容量化、高效化、小型化和低成本化，且控制方法简单实用。最后对逆变器的输出电压波形进行了仿真研究并给出了谐波频谱。

2 STATCOM的主从型逆变器结构

本文提出的主从型五电平混联逆变器的结构如图1所示，图1的第Ⅰ部分为二极管箝位三电平逆变器，第Ⅱ部分为3个H桥逆变器，第Ⅲ部分为二极管箝位三电平逆变器电容C1、C2的硬件平衡控制电路。图1所示的混联五电平逆变器结构，与单纯的二极管箝位五电平逆变器相比，减少了大量的箝位二极管;与H桥级联逆变器相比，在器件数量上没有优势，但是，采用这种混联结构后，可以设计出比较简单的控制方法，与采用级联逆变器的STATCOM应用相应的控制方法比较，在同为五电平结构的情况下，输出逆变电压谐波含量将大大降低。

对图1所示混联逆变器结构，单相各开关状态对应的电平如表1(假设N点电为0，各电容电压为E，以Vcan相输出为例)。

3 主从型逆变器输出电压的谐波分析

本文主逆变器采用PWM的控制方法，H桥逆变器输出方波电压，构成输出正弦电压的基本成分;主逆变器产生输出电压的补偿部分并负责消除低次谐波。从而整个逆变器输出的合成电压在原理上可等效为一个五电平逆变器的SPWM输出，输出波形如图2所示。其输出电压的谐波分析可以采用与传统PWM调制五电平逆变器相同的方法[9-10]。

从图2可以看出，输出电压波形比较复杂，SPWM(正弦波调制PWM)调制在调制波的各周期内，无法以调制波角频率wS为基准，用傅立叶级数把它分解为调制波角频率倍数的谐波，为此必须采用双重傅立叶级数展开的方法，即采用以载波的角频率wC为基准，考察其边频带谐波分布的情况。

为了分析方便，将图2所示的4个载波信号用“分段线性函数”来表示。这样第n个(n=1，2，3，4分别表示从上到下的4个载波)三角载波的数学方程式可以写成如下形式

其中k=0，1，2，3，。..。

正弦调制波的方程式为

假设n为某相对于调制波的谐波次数;m为该相对于载波的谐波次数。则v的双重傅立叶级数表达式为

根据式(3)和(4)，通过数学运算，可以得到v的各级谐波的系数。需要指出的是对于五电平逆变器不同载波调制策略，其输出相电压和线电压表达式不同。当所有载波同相位调制时，输出线电压的谐波最少，此时相电压和线电压的输出分别如式(5)和(6)所示。

4 主从型逆变器输出电压的仿真研究

4.1 主从型逆变器仿真模型的建立

逆变器(inverter)是把直流电能(电池、蓄电瓶)转变成交流电(一般为220v50HZ正弦或