用于3kVA电源的AC/DC变换器

惯性环节延迟时间内。将直流电压的波动维持在限定范围内。当开关动作造成的纹波频率比较高时，只需要较小的电容就能满足第一项要求。第二项要求与负载的大小，输出纹波电压和保持时间 等因数有关。一般取 =15~50ms。电容的容值由下式决定

(7)

这里Uomin为输出电压最小值，一般取300V。计算得电容为3300μF，采用4个耐压值为500V，容值为820μF的铝电解电容并联。

此外，功率管采用IXFK80N50P，耐压500V，最大正向通态电流80A。续流二极管选用RURG7560快恢复二极管，耐压600V，正向额定电流75A，反向恢复时间70ns。选择快恢复二极管以减小反向恢复所引起的传导和辐射干扰，同时可以降低损耗。如果在续流二极管上并联RC网络也能取得较好的效果。

IR公司采用如图2所示的单周期控制技术推出了专用于AC/DC功率因数校正电路的IR1150系列产品，其单周期控制电路的核心集成在IR1150内部，变换器基于IR1150，其典型的工作原理图如图3所示，相对于传统的平均电流模式PFC电路，该电路结构简单， 所需外部元器件数量少。如在1kVA服务器开关电源中，可节省40%的电阻电容,节省50%的PFC控制器电路板面积。在功率密度问题上更为突出的小功率应用中，如大功率笔记本和液晶电视适配器，若采用CCM模式IR1150控制器，则可以降低峰值电流。因而单周期控制Boost PFC适合于开关直流电源前级。

图3 基于IR1150的Boost PFC 电路图

5 实验结果及分析

由图3所给出的单周期控制Boost PFC实验电路按上述参数进行实验，用TDS420示波器可拍得如图4所示的实验波形。图4(a)是输入电压有效值为200V的MOSFET漏源电压与驱动电压波形图，其中通道1探头有20倍的衰减，因而每格电压幅值是图中所示每格电压数的20倍。图4(b)、(c)、(d)为Boost PFC变换器输入电压与电流波形图，由图可以看出，输入电流Iin波形近似为正弦波，但由于电网电压波形在峰值时仍存在一定程度的畸变，以致电流波形在峰值时也存在一定的畸变。另外当电压过零时，电流也存在一定的过零畸变。其中图4(b)为输入电压为165V时，输出功率为2701.8VA时的输入电压与电流波形。图4(c)为输入电压为220V时，输出功率为2983.0VA时的输入电压与电流波形。图4(d)为输入电压为255V时，输出功率为2979.2VA时的输入电压与电流波形。表1给出了一组输入电压为200V的实验数据。在整个实验中变换器的输出电压始终稳定在380V，可见单周期控制对输入电压扰动和负载的变化能很快的实现控制目标。

(a) MOSFET漏源电压(400V/格)与驱动电压(10V/格)波形图 (b) 输入电压(200V/格)与电流(50A/格)波形图

(c) 输入电压(200V/格)与电流(20A/格)波形图 (d) 输入电压(200V/格)与电流(20A/格)波形图

图4 输入电压与电流波形

表1 输入电压200V时实验数据

6 结论

本文将单周期控制引入Boost变换器以实现功率因数校正，给出了主要参数的详细设计步骤，研制了一台3kVA功率因数校正变换器。实验证明：基于单周期控制的单相Boost PFC主电路拓扑结构简单实用，可靠性高，既可简化控制电路的设计，又无需乘法器，无需检测输入电压，因而系统更易实现，而且成本低，应用价值较高。

参考文献

[1] Smedley K M, Cuk S. One cycle control of switching converters[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 1995, 10(6):625-633.

[2] 曹广华，胡宗波，张波.单周期控制 Boost PFC 变换器.电力电子技术.2005，39(3)：6~8.

[3] International Rectifier. IR1150 Datasheet No.PD60230[Z].

[4] International Rectifier. IR1150 Application Note.AN-1077.