基于单端正激模型的双向DC-DC变换器研究

倍。故可选择摩托罗拉公司的MUR5020快恢复二极管，其工作正向平均电流为50A，反向电压为200V，功率开关管选择IR公司的IRF540MOSFET。

5 控制策略

经过前面对变换器电路结构、工作原理、参数选择的分析，现对变换器控制策略进行研究。为了实现变换器双向DC-DC变换，要求变换器正、反方向均能正常工作，决定采取正向电压外环电流内环双闭环非互补导通、反向电压单闭环互补导通的控制策略[8-10]。

当进行双闭环反馈控制时，将输出电压经过采样电路之后与基准正弦电压相比较，对它们的误差电压采取PI调节运算的方法，然后通过运算放大器降压限幅后送到比较器正端，以达到与锯齿波进行比较产生占空比可以调节的脉冲信号的目标，进而通过占空比变化来控制和改善输出电压，如图5(a)所示。将经限幅电路限幅后的误差电压信号作为给定电流信号，与电感电流采样信号再进行比较，如图5(b)所示，Uio即为电压PI环的输出电压值，Uig为输出电流的采样信号，通过比较可以得到其输出信号为：

V=Uig+(Uig- Uio)R3/ R1 (18)

将产生的误差信号ue与锯齿信号uc分别接到比较器正负两端，即可产生占空比可以调节的脉冲电压信号，供逻辑电路使用。当误差信号大于锯齿波信号时，比较器输出高电平;当误差信号小于锯齿波信号时，比较器输出低电平，从而得到PWM高频信号。对产生的PWM触发信号进行处理，即可得到相应的开关管驱动信号。采用双闭环控制，可以增强变换器对负载的适应能力，提高输出波形质量。

图5 正向双闭环环控制组件：(a) 电压外环PI调节器;

(b) 电流内环比例调节单元

变换器反向工作时，相对于正向工作情形，采取了简单的输出电压单闭环控制，其采样部分、PI调节单元、PWM比较器等与正向控制类似，在此不再作详细阐述。在实际工作时，为保证功率器件的正常运行，需添加主开关管的驱动电路。

6 仿真试验

经过前面对控制方案的设计，现对其进行仿真验证。变换器正向工作时，其仿真结果如图6所示。

图6 变换器正向仿真波形：(a)变换器输出电压uo与滤波电感电流i ;(b) 输出电压uo与滤波电感电流i局部展开图;( c) 电压PI调节结果与电流PI调节结果

从图6(a)的仿真结果可以看出，变换器输出波形质量较好，波形平整，纹波系数较小，谐波含量少;图6(b)中，输出电压纹波为0.0084V，远小于输出要求的0.2V，滤波电感电流纹波为0.325A，小于输出要求的0.4A，变换器工作效率η=(11.603×28.308)/(12×30)=91.2%>80%，由于采取双闭环的控制方案，电路结构稍微复杂，器件较多，相对于单闭环控制存在有较多的损耗，但是满足了设计的要求，且动态响应更快;图6(c)所示为经过PI调节器后的误差电压、电流波形，在允许的波动范围之内，起到了很好地动态调节作用。

变换器反向工作时，其仿真结果如图7所示。

图7 变换器反向仿真波形：(a) 变换器输出电压以及驱动信号波形;(b) 变换器磁复位中电阻R的参数波形

从图7(a)可以看出，反向工作时变换器输出电压很接近48V满足设计的要求;驱动信号满足Boost电路设计的要求，驱动信号互补，有效利用了电感中储存的能量，这一点与变换器正向工作时驱动信号非互补控制是有区别的;图7(b)说明磁复位电路电阻R中的电流很小并且其损耗很低，在很好实现磁复位的同时也满足了尽量减小能量损耗的目标。

7 总结

通过对双向DC-DC变换器的设计，分别对其电路拓扑、控制方案、器件参数等进行了分析和对比，选取了基于单端正激变换器同步整流的电路拓扑，并将电压外环、电流内环先进的控制方案运用到试验中，最后通过仿真分析，证明了所设计变换器的正确性和可行性，满足了设计的要求。

参考文献

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