移相全桥高功率软开关电源自动转换方案设计

在电镀行业里，一般要求工作电源的输出电压较低，而电流很大。电源的功率要求也比较高，一般都是几千瓦到几十千瓦。目前，如此大功率的电镀电源一般都采用晶闸管相控整流方式。其缺点是体积大、效率低、噪音高、功率因数低、输出纹波大、动态响应慢、稳定性差等。　　

本文介绍的电镀用开关电源，输出电压从0~12V、电流从0~5000A连续可调，满载输出功率为60kW。由于采用了ZVT软开关等技术，同时采用了较好的散热结构，该电源的各项指标均满足用户的要求，已小批量投入生产。　　

1 主电路的拓扑结构　　

鉴于如此大功率的输出，高频逆变部分采用以IGBT为功率开关器件的全桥拓扑结构，整个主电路如图1 所示，包括：工频三相交流电输入、二极管整流桥、EMI 滤波器、滤波电感电容、高频全桥逆变器、高频变压器、输出整流环节、输出LC 滤波器等。

隔直电容Cb是用来平衡变压器伏秒值，防止偏磁的。考虑到效率的问题，谐振电感LS 只利用了变压器本身的漏感。因为如果该电感太大，将会导致过高的关断电压尖峰，这对开关管极为不利，同时也会增大关断损耗。另一方面，还会造成严重的占空比丢失，引起开关器件的电流峰值增高，使得系统的性能降低。

图1 主电路原理图

2 零电压软开关　　

高频全桥逆变器的控制方式为移相FB2ZVS控制方式，控制芯片采用Unitrode公司生产的UC3875N。超前桥臂在全负载范围内实现了零电压软开关，滞后桥臂在75 %以上负载范围内实现了零电压软开关。图2为滞后桥臂IGBT的驱动电压和集射极电压波形，可以看出实现了零电压开通。　　

开关频率选择20kHz ,这样设计一方面可以减小IGBT的关断损耗，另一方面又可以兼顾高频化，使功率变压器及输出滤波环节的体积减小。

图2 IGBT驱动电压和集射极电压波形图

3 容性功率母排　　

在最初的实验样机中，滤波电容C5与IGBT模块之间的连接母排为普通的功率母排。在实验中发现IGBT上的电压及流过IGBT的电流均发生了高频震荡，图3 为满功率时采集的变压器初级的电压、电流波形图。原因是并联在IGBT模块上的突波吸收电容与功率母排的寄生电感发生了高频谐振。满载运行一小时后，功率母排的温升为38 ℃，电容C5 的温升为24 ℃。

图3 　使用普通功率母排时变压器初级电压、电流波形

为了消除谐振及减小功率母排、滤波电容的温升，我们最终采用了容性功率母排，图4为采用容性功率母排后满功率时采集的变压器初级的电压、电流波形图。从图中可以看出，谐振基本消除，满载运行一小时后，无感功率母排的温升为11 ℃，电容C5的温升为10 ℃。

图4 　使用容性功率母排后变压器初级电压和电流波形

4 采用多个变压器串并联结构，使并联的输出整流二极管之间实现自动均流　　

为了进一步减小损耗，输出整流二极管采用多只大电流（400A） 、耐高电压（80V） 的肖特基二极管并联使用。而且，每个变压器的次级输出采用了全波整流方式。这样，每一次导通期间只有一组二极管流过电流。同时，次级整流二极管配上了RC 吸收网络，以抑止由变压器漏感和肖特基二极管本体电容引起的寄生震荡。这些措施都最大限度地减小了电源的输出损耗，有利于效率的提高。　

对于大电流输出来说，一般要把输出整流二极管并联使用。但由于肖特基二极管是负温度系数的器件，并联时一般要考虑它们之间的均流。二极管的并联方式有许多种，图5 所示，图a 为直接并联方式；图b 为串入电阻并联方式；图c 为串入动态均流互感器并联方式。（均以四只二极管的并联为例）。

图5 　二极管的并联方式

对于直接并联方式，二极管的均流效果很差，输出电流一般限制在几十安培到几百安培左右，不易于做到上千安培。在电流为上千安培输出的情况下，为了达到均流的目的，可以采用串入电阻方式并联或采用串入动态均流互感器并联。由于邻近效应及趋肤效应的影响，对于串入电阻的并联方式，二极管的均流效果随输出电流的大小而改变，均流效果较差。为达到较好均流效果，串入的电阻不宜太小，这又带来较大的损耗。对于串入动态均流互感器的并联方式，可以达到较好的均流效果，但大电流互感器的制作工艺复杂，成本高，同时由于动态均流互感器的漏感及引线电感的存在，使得二极管在关断时的反向尖峰电压增高，电磁干扰及损耗随之增加。　

为了克服以上并联方式的不足之处，使输出整流二极管实现既能自动均流，降低损耗，又可以降低制作工艺的复杂性，我们设计了一种新颖的高频功率变压器，如图1 所示。这种变压器是由8 个相同的小变压器构成，变比均为4∶1 ,它们的初级串联，而次级则采用并联结构。该变压器采用初