控制开关频率，优化完整负载及线路电压方案

简介

环保因素已经为当代电源设计催生新的能效要求。例如，80 PLUS倡议及其铜级、银级和金级衍生标准(见参考资料[1])迫使台式机及服务器制造商寻求创新的方案。一项重点就在于功率因数校正(PFC)段，此段跟EMI滤波器一起在低线路电压、满载条件下可能消耗输出功率的5%至8%.

然而，在一般情况下，相关器件并不是总是以它们设计的最大功率工作，而只有短时间以最大功率工作。因此，要有效地节能，“绿色要求”不仅针对满载能效。相反，这些要求倾向于因应实际工作条件，规定在满额功率20%、50%及100%等不同负载状况下的最低平均能效等级，或是能效比。

因此，中低负载条件下的能效比已成为要应对的要点。降低开关频率是减小这些条件下功率损耗的常见选择。要在极低功率条件下提供极高能效，这方案在中等功率等级的应用就必须非常审慎。本文将阐释如何管理开关频率以提供最优能效性能。文中将简述电流控制频率反走(CCFF)技术的原理。这种新方案在控制开关频率方面极为有用，提供最优的平均能效及轻载能效等级。

临界导电模式或不连续导电模式

开关损耗难于精确预测。当PFC升压转换器从临界导电模式(CrM)跳转到不连续导电模式(DCM)时，我们还是可以根据工作模式来判定损耗趋势。图1显示了这两种模式在相同功率及线路条件下(如相同线路电流)的MOSFET电流波形。

无论在什么工作模式，线路电流是开关周期内的电感电流的平均值，而开关周期就是PFC升压转换器之电磁干扰(EMI)滤波器工作的平均过程时间。

在CrM下，线路电流的计算非常简单(1)：

如上所述，DCM下的导通时间就是将CrM下的导通时间乘以一个因数m(m>1)，以维持提供恰当的功率。因此，电感峰值电流与电流周期时长均乘以导通时间与退磁时间之和：

图2显示了没有频率反走条件下获得的DCM损耗相对于CrM损耗的百分比。DCM损耗与CrM损耗之比根据等式(2)来计算，α比的值在1至10之间变化。当α为1时，频率并未降低，因此DCM损耗及CrM损耗相等，使二者之比为100%.α值越高，当DCM能效降低时，DCM损耗与CrMR损耗之百分比就越高;相反，当采用频率反走

图2显示出：

-当导电损耗较高或处在相同范围时，频率反走技术增加了损耗(棕色迹线)。当大的均方根电流在转换器中环流时，如当PFC段处在重负载、低线路电压条件下，就出现这种情况。

-当导电损耗略小于开关损耗时，就需要有限程度地降低频率。但程度必须有限。否则，就完全泯灭了在开关损耗方面的好处，或者是无法针对导电损耗增加(绿色及紫色迹线)提供补偿。这种情况与线路及负载条件相对应，导致转换器流动中等的电流……

-当导电损耗相对于开关损耗极低时(蓝色及橙色迹线)，频率反走大幅降低总体损耗。然后，在线路电流较小的条件下，必须降低开关频率。

应当注意的是，频率反走技术带给MOSFET开关损耗的好处被低估了DCM开关损耗为将CrM开关损耗最少除以

实验数据

下述数据是使用以NCP1631(见参考资料[2])驱动的两相交错式PFC段获得的。此控制器采用频率钳位临界导电模式(FCCrM)工作，还具有频率反走功能。但应当指出的是，与CCFF(见下一段)相比，频率钳位并不取决于电流电平，而是在电流半正矢波范围内给定功率条件下保持恒定。图3显示了NCP1631 300 W评估板在施加了115 Vrms输入电压、10%、20%及50%负载条件下的能效。调节电路的反走特性以测量20%负载条件下三种不同工作频率时的能效，并考虑测量其它两种负载工作条件下两种不同工作点时的能效。下面的数据印证了轻载条件下频率下降时能效提升，且在负载较重时开关频率逐渐减小的情况下能效降低。

电流控制频率反走(CCFF)

沿袭这些能效考虑因素，安森美半导体推出了采用所谓的电流控制频率反走(CCFF)技术以驱动PFC升压段的NCP1611和NCP1612 PFC控制器。在CCFF模式下，当线路电流超过设定点时，PFC段采用传统CrM工作。相反，当电流低于此预设值时，在线路电流降低到0时，开关频率下降到约20 kHz(见参考资料[3]和[4])。

实际上，这些控制器监测线路电压以构建线路电流的信号表征。内部计算产生一个电流，此电流结合外部电

对CrM PFC升压段的开关频率进行钳位通常导致线路电流失真，因为传统电流波形原理假定采用CrM工作这种传统局限在NCP1611和NCP1612中得到了克服，其方式跟安森美半导体的FCCrM电路类似(如NCP1605)：集成了一个电路(称为VTON处理模块)来调制导通时间，以补偿存在的死区时间。此模块基于积分器(详情参见产品数据表)，在对开关纹波进行了恰当滤波的条件下，其时间常数接近100 μs.