避免电源不稳定的九步设计法（上）

摘要：本文主要介绍了电源设计过程中，为避免可能出现的不稳定情况所采用的对应的设计方法。

如果电源不稳定，它的行为方式将不可预知，而且会造成输出电压振荡、音频噪声，甚至会在极端情况下出现电路及所连负载的过电压破坏。不稳定性可能不会在正常条件下表现出来，而仅在特定负载或输入电压水平下显现。不管怎样，一旦电源的控制环路不稳定，它最终都会遇到开关成周期出现不稳定以及占空比快速变化，这通常都发生在危急时刻。

采用以实验为依据的试错法来实现控制环路稳定不仅耗时，而且还容易出错。因为这种方法很难设想到并测试电源在其生命周期内将会遇到的每一种工作条件。反馈电路的设计令人生畏，但可以采用零极点配置、系统传递函数和基本线性控制理论等概念轻松地设计出稳定的控制环路。本文将向您介绍如何基于Power Integrations带PWM控制的TOPSwitch系列IC通过九个步骤设计出稳定的电压模式反馈电路(典型电路如下面图1所示)。请注意，PWM控制与Power Integrations许多其产品系列所采用的开/关控制方案截然不同。开/关控制的迟滞性可以实现非常稳定的性能，通常不需要进行额外的环路稳定。　　

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分步式设计程序

该分析假定后级滤波器(上面的L2和C9)在达到其谐振频率之前不会影响环路响应。为确保这一点，对后级滤波器进行设计，使LPF和CPF以大于10kHz的频率进行谐振。也即：
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第1步：设置环路性能参数

计算RHP零点(右半平面零点)的预期位置。

以连续导通模式工作的反激式电源的传递函数包含一个内在的右半平面零点(RHP零点)。其位置可以通过以下计算得出：
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其中：RO是输出负载阻抗，D为初级开关的占空比，LE是次级侧的等效电感量，计算如下：
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其中：NS为次级绕组圈数，NP为初级绕组圈数，L为变压器的初级电感值，D为初级开关的占空比。

选择一个合理的交叉频率f_CROSSOVER

交叉频率应低于开关频率的1/10，且低于RHP零点频率的1/5。交叉频率越高，带宽就越高，但常常会增强噪声敏感度。TOPSwitch电路的合理交叉频率可以是500Hz到3kHz之间的任意值。对80%以上的设计来说，1kHz是确定目标交叉频率的合适起点。

选择所需的开环相位裕量

选择较高的相位裕量可以确保对阶跃负载变化的较低过冲。通常要求相位裕量至少为45°，因此最好从60°开始，该值处于推荐的45°至75°范围内。

第2步：选择输出滤波电容CO

输出电容的纹波电流额定值应大于计算出的电容纹波电流。较高压电容的电容值相对于同一纹波电流额定值而言要小于较低压电容。建议由输出电容和等效LE形成的LC腔(前面已给定)的谐振频率应大于500Hz。这可能需要使用一个电压额定值较大的低值输出电容，以满足纹波电流要求。

需要注意的是，等效电感量源自励磁电感和占空比。LE来自反激式电源的小信号模型，并非电路的物理元件。

第3步：选择RF5和CF3

典型控制环路电路如图2所示。TOPSwitch IC内的控制电路中有一个并联调整器，它可以将控制引脚电压维持在5.8V，此外还有一个10~20Ω的串联电阻ZC，用于在控制引脚维持恒定的输入电阻。CF3和RF5是位于TOPSwitch器件外部的两个元件，它们可以在频率响应中与控制引脚的输入电阻(ZC)共同形成一个零极点对，但它不主动参与环路补偿。　　

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电容CF3向TOPSwitch内部电路供电，还决定自动重启动的时长。因此，它对控制环路响应的影响微乎其微。该元件的标准值介于10μF和100μF之间，推荐值为47μF。

RF5是与CF3并联的小电阻。它的作用是产生一个稳定的并联电阻(除CF3的ESR外)并使零极点对频率?_ZERO(TOP)和?_POLE(TOP)尽可能地靠近彼此。如果RF5值较大，会使形成零极点对的频率?_ZERO(TOP)和?_POLE(TOP)更靠近彼此。不过，由于控制引脚也是TOPSwitch IC内部控制器的供电引脚，因此RF5值无法无限增大。应避免该电阻高于22Ω，推荐值为6.8Ω。

第4步：选择光耦器

光耦器电流传输比率(CTR)在整个环路增益中起着非常重要的作用。推荐CTR额定值取1，处于0.8到1.6的规定范围内。如果光耦器的CTR值较大，应使用较大值的增益限制电阻(RF3)进行补偿，如果CTR值低于1，则使用较小值的增益限制电阻(RF3)进行补偿。

第5步：选择误差放大器和参考IC

对于低成本电源，误差放大器和参考IC通常都同时集成在一个封装内提供。使用最广泛且具有极佳性能的IC是TL431。该IC有两种类型提供，具体取决于参考电压。对于低输出电压(3.3V及以下)，使用1.25V参考IC。对于较高输出电压，使用2.5V参考IC。1.25V参考IC还要求采用较低的偏置电流，因此它也可以用于低待机