驱动器UCC27201上电时刻HO引脚误脉冲的分析

线）逐渐下降，电容Cboot的电压（粉色线）逐渐上升。当Cd与Cboot的压差减小为约0.65V（二极管D1的正向导通压降）时，第一阶段结束。

●阶段二：12V供电电压给Cd和Cboot充电。受限于Ri，充电电流将小于1.2A（12V/10ohm）。

图8中的仿真结果是基于Cboot为300nF，图9的仿真结果则是基于Cboot为100nF。对比二者知，修改Cboot电容容量所带来的主要影响是第一个充电阶段的持续时间，分别约为280ns和120ns。下节会分析第一阶段持续时间不同可能会带来的风险。

图10给出的是实测波形，其中CH1是LO的波形；CH2是HB-HS的波形；CH3是HO的波形，CH4是VDD的电压波形。可以看到，在UCC27201上电后，VDD电压快速下降，然后又缓慢上升，这与仿真结果一致。

图7：Cboot电容充电电路图8：Cboot为300nF时的仿真结果

图9：Cboot为100nF时的仿真结果图10：充电过程的实测波形

3.2增大Cboot电容的风险分析

在UCC27201的实际应用中，需要注意内部二极管D1的反向恢复应力。

当LO的输出由高变低后，HS电压会升高，HB电压同样也会升高，此时内部二极管将承受反压，并承受随后出现的反向恢复应力。如果反向恢复应力出现之前时刻的二极管正向导通电流超出额定范围，反向恢复应力则会过大而导致二极管失效。UCC27201要求内部二极管承受反向恢复应力前的正向导通电流在2A以下。

在该电源系统中，将Cboot修改为300nF后，二极管正向电流在约280ns后降低到2A。而在开机的第一个周期内，下管的持续时间超过了3us（如图11，CH1和CH2是全桥两个下管的驱动信号），即3us之后内部二极管才会有反向恢复应力，由于此时正向导通电流已经远低于2A，二极管无可靠性风险。因此，修改Cboot容值到300nF后二极管不会有失效风险。

图11：开机时刻全桥下管的驱动波形

4、解决措施之Cboot电容预充电

给Cboot电容预充电，可以提前产生驱动信号以确保内部Qc导通。当系统发波后，LO变高会产生充电路径而使Cboot快速充电，但由于此时内部Qc已经导通，HO将不会产生误脉冲。

4.1预充电电路

如图12所示，增加一颗电阻RL后即可形成预充电电路。当UCC27201的12V建立后，在系统未发波前，12V电压可以通过路径Ri->D1->Cboot->RL给Cboot充电。

经仿真知，当对Cboot电容预充电至1V左右，内部Qc就会导通。于是，随后的快速充电将不会再在HO引脚产生误脉冲。根据12V建立到系统发波之间的延时时间，可以计算合适的RL值，以保证Cboot预充电至1V以上。

图12：Cboot电容的预充电电路

4.2新增电阻的阻值计算

假设延时时间为1ms，根据如下RC充电公式，可知RL约为114Kohm。

12Vx[1–exp(-1ms/RL*Cboot)]=1.0V

考虑到系统正常运行后，全桥上管导通时，电阻RL存在一定的损耗。最恶劣条件下（高压输入）的损耗计算如下：0.5x(72V*72V)/100K=0.026W

综上可知，实际应用中，可以选取阻值为114K，封装为0603以上的电阻，只要延时时间不少于1ms，就可以确保HO引脚无误脉冲输出。

5、总结

在UCC27201的实际使用中，如果Cboot电容充电速率过快，则会在HO引脚产生误脉冲。通过对误脉冲产生机理的分析可知，通过增大Cboot电容的容量或者在HS引脚增加一颗连接到地的电阻，都可以有效的解决该问题，而且上述两个方法都不会对系统带来额外的可靠性风险。

但需要注意的是，在采用上述两种方案前都需要仔细评估，以确定当前应用条件下，上述方案不会带来风险。可以邀请TI工程师共同参与该评估过程。

6、参考资料

1.UCC27201datasheet,TexasInstrumentsInc.,2008

2.LM5035datasheet,TexasInstrumentsInc.,2013