PSR原边反馈电源设计的“独特”方法

应力余量……)都是零界或限值，实际设计中会因次级绕线同名端对应输出PIN位出现交叉，或输出飞线套铁氟龙套管，或供应商的制程能力，都会使次级线圈减少1~2圈，对应的初级和反馈也需根据匝比减少圈数；另，目前市场的竞争导致制造商把IC内置MOS管的VDS耐压减小一点来节省成本，为保留更大的电压应力余量，需再减少初级匝数;以上的修改都会对EMC辐射造成负面影响，对应的取舍还需权衡，但前提是必须使产品工作在DCM模式。

从08年市场上推出PSR原边反馈方案到现在我一直都有在用此方案设计产品，回顾看看，市场上也出现了很多不同品牌的PSR方案，但相对以前刚推出的PSR控制IC来说，有因市场反映不良而不断改进的部分，但也有因为恶性竞争而COSTDOWN的部分。主要讲讲COSTDOWN的部分。

因受一些品牌在IC封装工艺上的专利限制，所以目前大部分的内置MOS的IC(不仅是PSR控制IC，也包括PWM控制IC)采用的是在基板上置入控制晶圆和MOS晶圆，之间用金线作跳线连接，这样就有2个问题产品了：

1.金线带来的EMC辐射。

2.研制控制晶圆的公司可以自己控制控制晶圆的成本，但MOS晶圆一般采用的从MOS晶圆生产上购买，这样一来，MOS晶圆的成本控制也成为IC成本控制的案上肉。

辐射可以采用优化设计来控制。

但MOS晶圆的COSTDOWN的路径来源于降低其VDS的耐压，目前已有很多不同品牌的IC将VDS为650V的内置MOS降到620~630V，甚至560~600V。这样一来，只控制漏感降低VDS峰值电压是不够的，所以还需为VDS保留更大的电压应力余量。

下面再以EPC13为实例，讲讲优化设计后的变压器设计。

方法同上，先计算出次级，因考虑到输出飞线套铁氟龙套管或输出线与BOBBINPIN位交叉，所以需预留1匝空间，得：次级匝数为：6.8/0.6-1=10.3，取10Ts。

再计算初级匝数，因考虑到为MOS管留更大的电压应力余量，所以反射电压取之前的75%，

得：(Vout+VF)*n100*75%

输出5V/1A，采用2A/40V的肖特基即可，2A/40V的肖特基其VF值一般为0.55V。

代入上式得：n13.51,

取13.5，得NP=10*13.5=135Ts.

代入上式验证(5+0.55)*(135/10)=74.92575,成立。

确定NP=135Ts.

下面再计算反馈匝数，

依然取反馈电压为15V，

得，15/(5+0.55)*10=27Ts.

下面来确定绕线顺序。

因要工作在DCM模式，且采用无Y设计，DI/DT比较大，变压器磁芯研磨气隙会产生穿透力强杂散磁通导致线圈测试涡流，影响EMC噪音，所以需先在BOBBIN上采用0.1mm直径的铜线绕满一层作为屏蔽，且引出端接NV的地线。