PSR原边反馈电源设计的“独特”方法
应力余量……)都是零界或限值,实际设计中会因次级绕线同名端对应输出PIN位出现交叉,或输出飞线套铁氟龙套管,或供应商的制程能力,都会使次级线圈减少1~2圈,对应的初级和反馈也需根据匝比减少圈数;另,目前市场的竞争导致制造商把IC内置MOS管的VDS耐压减小一点来节省成本,为保留更大的电压应力余量,需再减少初级匝数;以上的修改都会对EMC辐射造成负面影响,对应的取舍还需权衡,但前提是必须使产品工作在DCM模式。
从08年市场上推出PSR原边反馈方案到现在我一直都有在用此方案设计产品,回顾看看,市场上也出现了很多不同品牌的PSR方案,但相对以前刚推出的PSR控制IC来说,有因市场反映不良而不断改进的部分,但也有因为恶性竞争而COSTDOWN的部分。主要讲讲COSTDOWN的部分。
因受一些品牌在IC封装工艺上的专利限制,所以目前大部分的内置MOS的IC(不仅是PSR控制IC,也包括PWM控制IC)采用的是在基板上置入控制晶圆和MOS晶圆,之间用金线作跳线连接,这样就有2个问题产品了:
1.金线带来的EMC辐射。
2.研制控制晶圆的公司可以自己控制控制晶圆的成本,但MOS晶圆一般采用的从MOS晶圆生产上购买,这样一来,MOS晶圆的成本控制也成为IC成本控制的案上肉。
辐射可以采用优化设计来控制。
但MOS晶圆的COSTDOWN的路径来源于降低其VDS的耐压,目前已有很多不同品牌的IC将VDS为650V的内置MOS降到620~630V,甚至560~600V。这样一来,只控制漏感降低VDS峰值电压是不够的,所以还需为VDS保留更大的电压应力余量。
下面再以EPC13为实例,讲讲优化设计后的变压器设计。
方法同上,先计算出次级,因考虑到输出飞线套铁氟龙套管或输出线与BOBBINPIN位交叉,所以需预留1匝空间,得:次级匝数为:6.8/0.6-1=10.3,取10Ts。
再计算初级匝数,因考虑到为MOS管留更大的电压应力余量,所以反射电压取之前的75%,
得:(Vout+VF)*n100*75%
输出5V/1A,采用2A/40V的肖特基即可,2A/40V的肖特基其VF值一般为0.55V。
代入上式得:n13.51,
取13.5,得NP=10*13.5=135Ts.
代入上式验证(5+0.55)*(135/10)=74.92575,成立。
确定NP=135Ts.
下面再计算反馈匝数,
依然取反馈电压为15V,
得,15/(5+0.55)*10=27Ts.
下面来确定绕线顺序。
因要工作在DCM模式,且采用无Y设计,DI/DT比较大,变压器磁芯研磨气隙会产生穿透力强杂散磁通导致线圈测试涡流,影响EMC噪音,所以需先在BOBBIN上采用0.1mm直径的铜线绕满一层作为屏蔽,且引出端接NV的地线。
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