一种利用多单元串联大功率逆变电源的控制方法

自九十年代初以来，多电平逆变器在高电压、大功率领域得到越来越广泛的应用。多电平变换器有三种基本的拓扑结构：二极管嵌位型、飞跨电容型、多单元串联型。相比较而言，多单元串联型有如下几个主要的优点：

1) 逆变器结构基于传统的两电平逆变器单元，因此主电路拓扑结构非常简单。

2) 功率单元采用模块化结构，因此所有功率单元可以互换，维修非常方便，电路中也不存在大量的嵌位二极管或电压平衡电容器。

3) 每一个逆变桥是由相互独立的直流电压源供电，不存在中性点电压不平衡问题。

本文针对大功率逆变电源，采用多单元串联技术，把单个功率单元的二重化控制技术与水平移相式PWM技术相结合，既降低了对开关器件电压等级的要求，满足了系统对输出电压及输出功率的要求，又获得了比单纯多单元串联技术更高的等效开关频率，大大降低了开关损耗，更进一步的改善了输出波形，降低输出电压的谐波畸变率，而且，功率单元由电网电压经过副边多重化的移相变压器供电，对电网谐波污染小，输入功率因数高，不必采用输入谐波滤波器和功率因数补偿装置。

多单元串联大功率逆变电源控制原理

多单元串联三相大功率逆变电源原理框图如图1所示，按照对输出功率的要求，每相采用三单元串联，三相共有九组完全相同的功率单元。每相三个功率单元的载波之间互差120°，输出相电压为7电平，线电压为12电平。每个功率单元承受全部的输出电流，但只提供1/3的相电压和1/9的输出功率。与采用高电压器件直接串联的大容量逆变器相比，由于采用整个功率单元串联，器件承受的最高电压为功率单元的直流母线电压，可直接使用低压功率器件，器件不必串联，不存在器件串联引起的均压问题。功率单元中采用的低压IGBT功率模块，驱动电路简单，技术成熟可靠。改变每相功率单元的串联个数或功率单元的输出电压等级，就可实现不同电压等级的高压输出。

图1 多单元串联大功率逆变电源原理框图

在图1中，功率单元为三相输入，单相输出的交直交PWM电压源型逆变器结构，图2给出了功率单元的逆变部分电路。

图2 功率单元逆变部分电路图

移相变压器副边输出的三相交流电经功率单元的三相二极管整流桥整流后，经滤波电容后形成平直的直流电，再经由4个IGBT构成的H型单相逆变桥，输出PWM波。为了提高开关频率，但同时又要考虑降低开关损耗，对功率单元实行二重化PWM控制。图3为二重化PWM控制波形图。

图3 二重化PWM控制波形

在图3中，Vg1,Vg2,Vg3,Vg4分别为VT1，VT2，VT3，VT4的驱动信号，它们的导通规律如图2所示。UAB为功率单元输出电压的波形图。由图3可知，在输出端得到的等高不等宽的脉冲序列的基波分量就是正弦波，而且在一个开关周期内VT1～VT4仅通断一次，而输出电压为两个脉冲, 这说明输出电压脉冲频率为开关管的工作频率的2倍。此种控制方法提高了等效的载波频率，使输出电压的谐波含量。减少，降低了开关损耗。

逆变器输出采用水平移相式PWM技术，同一相的功率单元输出相同幅值和相位的基波电压，但各个功率单元的载波之间互相错开一定电角度，实现多电平 PWM波输出，输出电压非常接近正弦波。输出电压每个电平台阶只有单元直流母线电压大小，所以dV/dt很小。由于采用水平移相式PWM技术，输出电压的等效开关频率大大提高，且输出电平数增加，因此功率单元采用较低的开关频率，以降低开关损耗，提高效率。波形图如图4所示。在图4 中，UA1，UA2，UA3分别为第一功率单元、第二功率单元、第三功率单元的输出PWM波形，UA1为三单元串联后的PWM波形。

图4 三单元串联逆变器PWM波形 多单元串联大功率逆变电源控制系统的仿真研究

根据上述所采用的控制方法，同时考虑到逆变器的三相控制方式完全相同，因此我们对单相的控制方法，用OrCAD/PSpice仿真软件进行了仿真。图5为逆变器单相控制系统框图。

图5 逆变器单相控制系统框图

仿真条件如下：采用同步调制，给定正弦波的频率为1000Hz，载波比Kc=8，直流母线电压为310V，死区时间设定约为1us,LC滤波器的参数为电感L=2.5mh,电容C=500nf,负载R=100Ω。图6为逆变电源系统输出的多电平的PWM波，图7为逆变电源系统在上述条件下得到的输出电压仿真波形,图8为输出电压的频谱分析图。

图6 系统输出的多电平PWM波(滤波前)图7 系统输出电压仿真波形(滤波后)

从图6可以看出，对多单元串联的仿真波形与图4是一致的，从而也验证了理论分析的正确性。

由图7可以看出，经过LC滤波后的系统的输出电压波形比较好，波形的畸变很小。

图8 输出电压频谱图

从图8的频谱图中我们看到，输出电压不含高次谐波，