MM74HC4046在感应加热电源中用法的改进

R3 、R4和C2 。

图4 9 脚电压与4 脚输出频率关系曲线

利用图1 中的霍尔传感器检测出负载的电流信号，并定义由A 至B 为正方向，电流信号经过滤波和过零比较处理后，得到与霍尔电流信号同频同相的方波信号，加载到MM74HC4046 的14 脚，4 脚的输出信号经过时间补偿后加载到3 脚，3 脚信号与14 脚信号进行相位比较，产生的相位差与9 脚的平均电压呈线性变化。同时4 脚的输出信号经过桥臂互锁与隔离驱动后分别加载到VT1 ～VT4 ，并保证VT1和VT4的驱动信号的方向与定义的正方向一致。

2.2 它激到自激转换的实现

在MM74HC4046 上电瞬间，无霍尔电流信号，压控振荡器以最低频率输出，若反馈霍尔电流信号大于一定的电压值，锁相环则进入自激状态。但在实际应用中，受到各种环境和条件的影响，锁相环可能在运行过程中出现失锁，此时9 脚的电压为MM74HC4046的供电电压，且压控振荡器输出最高频率;13 脚输出不再是稳定的三态输出;1 脚输出为表示14 脚与3 脚相位差的脉冲信号，该脉冲信号的占空比与绝对相位差呈线性关系。由于传统它激启动和它激到自激的转换方法的不足，使得感应加热电源的稳定性和可靠性不能得到有效的保证。

为弥补传统方法的不足，本文利用MM74HC4046自身的特点，首先，对1 脚的输出信号进行滤波整形后，微处理器对其进行AD采样，当其值低于某一设定的值时，可以断定锁相环处在失锁状态;随后，微处理器对光耦P1进行控制，通过虚框内的两个二极管VD1和VD2管压降的箝位，电阻R5的限流，将其9 脚电压拉至起振电压，使锁相环进入它激状态;最后，将光耦P1的状态恢复，锁相环则进入自激状态，实现电源运行中的锁相环它激到自激的转换，完成失锁控制，保证负载电压与负载电流的无相差跟踪。

3 实验结果

根据实际要求，选用40 A、600 V的IGBT 作为逆变器件。设计锁相环的压控振荡器输出的最低频率为5 kHz ，最高频率为28 kHz 。负载L 为108 μH，C 为0。44 μF ，其谐振频率在20kHz 附近。图5 为锁相环处于无相差跟踪状态的波形，其中信号U1为MM74HC4046 的1 脚输出，可以看出U1基本保持高电平，说明14 脚与3 脚基本无相位差;信号U13为13 脚的电压波形，可以看出其一直保持为3。49 V，说明此脚一直处于高阻态，锁相环处于稳定无相差跟踪状态;信号io表示为霍尔电流信号，可以看出电流波形非常近似为正弦波;信号uo表示加载到VT1和VT4的前端驱动信号，通过与io的相位对比，可以看出此时逆变器工作于准谐振状态，逆变输出频率为21。95 kHz 。图6 为在未加缓冲电路情况下，直流电压Uo 、负载电压iAB和负载电流io的波形，Uo的平均电压为104 V，UAB的最大峰-峰值为380 V，可以看出逆变器件在换流时di/dt 较小，对逆变器件造成的电磁应力与电压冲击也较小。

图5 锁相环无相差跟踪状态各信号波形

图6 直流电压、负载电压和负载电流波形

4 结 论

实验结果表明，本文对MM74HC4046 集成锁相环的传统用法进行了改进，在保证实现传统逆变器的零电流谐振软开关，减轻逆变器件的电磁应力和开关损耗的前提下，实现了数字化控制的它激 到自激的转换，使得感应加热电源的运行状态可以实时检测，并可以进行失锁控制，相对于传统的设计方法更加适应于实际应用，提高了电源的可靠性与稳定性。根据上述分析得出以下结论:

(1)根据锁相环MM74HC4046 改进后的数字化控制用法设计的感应加热电源是合理的，可行的。

(2)研制的4.4 kW/20 kHz 感应加热电源，应用于现场注塑机加热，经半年的使用，性能稳定可靠。

(3)在研制更高频率和更大功率的感应加热电源领域，该设计具有一定的参考价值。