基于直流电压前馈控制数字逆变电源设计与实现

负半周工作状态的对称性，以输出电压正半周期为例，分析单相全桥逆变电源一个开关周期内的6种工作模态，如图4所示。

　　图4 HPWM逆变电源工作模态图

　　从t0到t1时刻逆变电源工作在模式A状态下。开关管S1和S4导通，电路为正电压输出模式，滤波电感电流线性增加，直到t1时刻S1关断为止。

　　从t1到t2时刻逆变电源工作在模式B状态下。在t1时刻，S1关断，滤波电感电流从S1中转移到C1和C3支路，给C1充电的同时给C3放电。由于C1、C3的存在，S1工作在零电压关断状态下。由于该状态持续时间很短，可以认为滤波电感电流近似不变，等效为恒流源，则C1两端电压线性上升，C3两端电压线性下降。到t2时刻，C3电压下降到零，S3的体二极管D3自然导通，电路模式B工作结束。

　　从t2到t3时刻逆变电源工作在模式C状态下。 D3导通后开通S3，所以S3为零电压开通。此时电流由D3向S3转移，S3工作于同步整流状态。电流由S3流过，使电路处于零态续流状态，电感电流线性减小，直到t3时刻减小到零。在此期间，要保证S3实现ZVS，则S1关断和S3开通之间需要死区时间tdead1，并且满足以下要求：

　　从t3到t4时刻逆变电源工作在模式D状态下。在此模式下滤波电感Lf两端电压为-U0，电感电流开始由零向负方向增加，电路处于零态储能状态，S3中的电流也相应由零正向增加，到t4时刻S3关断，结束D模式。

　　从t4到t5时刻逆变电源工作在模式E状态下。此模式状态与模式A近似，S3关断，C3充电C1放电，同理S3为零电压关断。t5时刻，C1的电压降到零，二极管D1自然导通，进入下一电路模式F，

　　从t5到t6时刻，在D1导通后，开通S1，则S1为零电压开通。电流由D1向S1转移，S1工作于同步整流状态，电路处于正电压输出状态回馈模式，电感电流负向减小，直到减小到零。之后，输入电压正向输出给电感储能，回到初始模式A，开始下一开关周期。同理，要保证S1零电压开通，则S3关断和S1开通之间需要死区时间tdead2，同时满足：tdead2>2CeffUd/I0，需要注意的是一般有I1>I0，因此得出tdead2>tdead1。

　　5 仿真实验结果分析

　　利用Matlab/Simulink对本文设计的逆变电源电路进行了仿真验证，并采用上述原理，研制了实验样机以验证方案可行性。参数如下：直流输入电压Ud为400V±20%，额定输出电压Uo幅值为310V，输出功率1kVA，三角调制波频率为10kHz，幅值为1V，调制比0.8，THD 。

　　图10为当输出50Hz交流时，Ud波动的情况下，传统双环控制逆变电源和本文研究的逆变电源的输出电压波形。由图10可以看出，传统双环控制，因控制器调节较慢而导致输出电压波形失真，而本文研究的逆变电源输出电压波形保持良好，明显提高了系统对直流输入电压扰动的瞬态响应性能。

　　(a)

　　(b)

　　图5 直流电压波动后的输出电压波形：(a) 传统双环控制;(b) 前馈电压控制

　　实验测得开关管1和开关管4的驱动波形如图6所示。由图可以看出，开关管工作在HPWM调制方式

　　阻性半载下输出电压波形如图7所示，阻性满载下输出电压波形如图8所示。由图7和图8可以看出，负载从半载到满载变化时，输出电压的失真度较小，输出电压的幅值变化不大，系统具有良好的稳压输出。

　　图7 阻性半载下输出电压波形

　　图8 阻性满载下输出电压波形

　　6 结论

　　在深入分析传统双环控制逆变电源对直流输入电压扰动响应性能的基础上，提出了利用输入电压前馈控制环来消除直流输入电压波动对逆变电源性能的影响。本文利用DSP芯片的强大功能，实现了数字式HPWM逆变电源的设计，采用HPWM的控制方式以不对称规则采样法，有效地抑制了系统的谐波分量;同时4个开关管分别实现了软开关控制，降低了开关损耗，提高了电路效率。仿真实验结果证明，加输入电压前馈补偿环的逆变电源对直流输入电压扰动有很好的静态和动态性能。