高速通信的混频器和调制器分析

个关键部分是LO泄漏或直流偏置和载波抑制。隔离会影响混频器的这种功能，直流偏置是表示混频器不平衡的量度。此规格在I/Q调制器和解调器中特别重要。由于I/Q调制器和解调器本身就是两个混频器，因此这些混频器的部分不平衡受两个内部混频器之间的增益差或偏置差影响。

　　具体来讲，对于采用这些调制器和解调器的零IF系统，由于泄漏在信号带宽内，因此直流偏置（载波抑制）会降低性能。混频器输出端的直流偏置将位于LO频率，根据直流偏置的不同，如果器件内的不平衡足够高，直流偏置会影响错误（式13）。因此，如果1VRMS信号有10mV的直流偏置，则：

　　CS = –40 dBc （14）

　　LO驱动电平

　　LO驱动电平是混频器中需要设计工程师严密考量的一个规格。系统LO的可用输出功率可能限制设计中的混频器选择方案。驱动电平不足会降低总混频器性能。驱动电平过高会降低性能，同时损坏器件。与无源混频器相比，有源混频器所需的LO功率往往较少，并且LO功率范围具有更高的灵活性，可获得完整的混频器性能。

　　混频器拓扑

　　混频器分为无源混频器和有源混频器。无源混频器采用二极管和无源器件进行混频和滤波。无源混频器一般具有更高的线性度，但变频损耗或噪声较高。此外还有单平衡混频器和双平衡混频器。单平衡混频器具有有限的隔离，而双平衡混频器的端口间隔离好得多，并且线性度更高。

　　大部分人都熟悉基本的肖特基二极管双平衡混频器。这种混频器是性能最高的混频器之一，仅需要输入端的一些匹配良好、低损耗的平衡-不平衡变换器和具有四桥配置的二极管。为了获得更高的隔离，输出信号在输入信号端口（非LO）被分出。肖特基二极管的低Ron和高频性能使得这种混频器成为理想之选，不过它有一个不足：需要高LO功率。

　　我们拥有各种有源混频器选择方案，包括双极结晶体管（BJT）和FET混频器以及可创建真正的乘法器，从而提升隔离和偶次谐波的吉尔伯特单元拓扑。吉尔伯特单元拓扑是到目前为止最受欢迎的有源混频器设计。

　　虽然这些混频器可以提供极高的性能，但是我们仍然需要滤波和多个IF级从需要的输出中消除镜像。镜像始终距离需要的IF信号2IF，以便低IF 端的滤波得到更多的抑制。由于可调谐系统的复杂性越来越高，滤波器必须跟踪LO以维持性能。这种系统可能需要多个级和滤波，以便彻底消除较高IF的镜像。

　　采用IRM时，我们可以通过相位抵消实现境像抑制，而不采用滤波或多个IF级。设计从正交IF混频器开始进行。这种混频器整合了两个双平衡混频器、一个90°分流器和一个零度分流器。要实现IRM的功能，只需要在IF端口后面添加一个90°混合电路，以分隔镜像和实信号，使镜像输出终止或用于进一步的处理（图4）。　

　　图4：镜像抑制混频器在接收器中最受欢迎。它可以通过相移去掉和频或差频产物，产生单个输出，而不需要滤波。LO进行90°相移，产生同相和正交相位信号，与输入的RF信号进行混频。然后混频器输出互相进行90°相移，从而去掉部分产物。

　　根据上文的讨论，这种设计内部的两个混频器可能不匹配，因为在需要的IF输出端口出现了一些下变频镜像。镜像抑制是所需IF与同一端口的输出端的镜像之比。为提高IRM的性能，良好的抑制匹配是关键的设计参数。　　

　　图5：单边带上变频器或调制器用于发射信号链中。此过程类似于接收信号链的镜像抑制混频器（图4）。基带（BB）信号被施加到同相（I）和90°相移（Q）混频器，并与分成90°相移分量的LO信号进行混频。增加了混频器输出，单个产物或边带为RF输出。

　　至于上变频，我们有SSB混频器或I/Q调制器。在SSB IRM中，镜像和有效输出现在是这种拓扑结构中的输入，RFIn是RFOut。图5通过BB（基带）输入频率或发射通路中的IF信号简化了这种配置。式 15-21显示这种SSB或I/Q调制器如何抑制或减少镜像。

　　BB I = Asin（ωmt） （15）

　　BB Q = Acos（ωmt） （16）

　　LO通过分相电路施加一个CW输入时：

　　LO同相 = sin（ωct） （17）

　　LO正交 = cos（ωct） （18）

　　因此，通过三角恒等式，以下部分整合到RFOut的功率合成器中（式19和式20）。从这里我们可以看出， 去掉了上边带（ωc + ωm）器件（USB），而只保留了最低有效位（LSB）。输出为：

　　RFOut = RFIn-phase + RFQuad-phase = Acos（（ωc – ωm）t） （21）

显然，这是一个理想的SSM，其电路中不存在不平衡。但是，在真实世界中，BJT、FET和二极管从未实现理想的平衡。总是存在增益和相位不匹配，隔离将是有限的，因此RFOut端口将出现LO泄漏。