高效率小体积AD-DC电源的设计

个电感纹波电流彼此抵消。抵消掉的两个电感电流之和拥有两倍于开关频率的视在频率(apparent frequency)，故允许更高的频率，此外流入输出电感的峰值电流更低。最后，在对称转换器 (推挽式、半桥、全桥) 中，每一个倍流电感都输送一半输出电流，而AHB却不尽然。

　　加在次级端整流器上的电压不对称可能是AHB的缺点之一。当 AHB在其限值D=0.5附近工作时，加载的SR电压几乎可达到匹配 。然而，更合理的方案是，通过对变压器的匝数比进行设计，使D在额定工作期间保持在0.25

　　为了说明该解决方案的可行性，采用一个交错式双BCM PFC升压预调节器来满足表1所示的规格，调节器之后是一个带自驱动SR的不对称半桥DC-DC转换器，如图1所示。

表1. 小型AC-DC电源设计规格。

　　表1中的规格是对全部设计要求的简单小结。主要设计目标如下：

　　1. 在尽可能宽的范围上获得最大效率。

　　2. 实现尽可能小的设计尺寸。

　　3. 散热器的使用和尺寸最小化。

　　在尽可能宽的负载范围上获得最大效率需要对每一个功率水平的材料和元件选择进行仔细考虑，尤其是在磁性设计方面。由于交错式BCM PFC的频率可能高至数百kHz，且变化多达10:1，升压电感必需定制设计。采用适当等级的等效多股绞合线可以尽量减小AC损耗，而AC损耗正是BCM PFC升压电感中铜损耗的主要部分。应该采用适合于高频工作的开气隙的铁氧体材料，对于本例，选择EPCOS的N87材料制作薄型EFD30铁氧体磁芯组。测得的PFC效率如图3所示。

图3. 交错式BCM PFC 测得的效率 (100%=330W)。

　　对于300W小型 AHB变压器，一种解决方案是采用两个水平磁芯结构：初级端绕组串联，次级端绕组并联。这里必需使用两个变压器，因为每个磁芯的横截面积Ae差不多是避免饱和所必需的150mm2的一半。要在一个不到20mm的小型元件上设计横截面积150mm2的传统形状的磁芯是不可能的事情。类似于BCM PFC电感设计，这里也采用绞合线和高频铁氧体磁芯材料来保持高效率。最后一个重要设计步骤是把AHB变压器中的漏电感量控制在允许范围之内。对于ZVS，需要某些特定的漏电感值，对于自驱动SR，需要调节时序延迟。在本设计中因变压器产生的有效泄漏被优化为7μH，也就是总体有效磁性电感的1.5%。300W AHB DC-DC转换器测得的效率结果如图4所示。

图4. AHB 390V to 12V/25A，DC-DC 测得的效率(100%=300W) 　满负载效率主要由转换器功率水平的传导损耗来决定，因此，在这些条件下，几乎没有一种控制器有所助益。不过，要保持较高的轻载效率，倒有好几种控制器技术可供考虑。FAN9612是一款交错式双BCM PFC控制器，其利用一个内部固定最大频率钳位来限制轻载下和AC输入电压的过零点附近的与频率相关的Coss MOSFET开关损耗。在AC线电压部分VIN>VOUT/2期间，采用谷底开关技术来感测最佳MOSFET导通时间，进一步降低Coss电容性开关损耗。另一方面，当VIN

图5. PFC

相位管理 (1→2, 19%=64W ；2→1, 12%=42W)。

AHB隔离式DC-DC转换器的实现方案可采用AHB控制器FSFA2100来实现。FSFA2100在单个9脚SI

P功率半导体封装中集成了脉宽调制(PWM)控制、栅极驱动功能以及内部功率MOSFET。这种先进的集成度让设计人员利用较少的外部元件即可获得高达420W的极高效率。把这三大关键功能整合在单个封装中，可避免对ZVS所需的死区时间的编程任务，并把内部驱动器与MOSFET之间的栅极驱动寄生电感减至最小。SIP功率封装中的功耗大部分源于内部MOSFET的开关，因此需要一个小型挤压式散热器，尤其是对无强制空气冷却的300W设计。

　　总的AC-DC 系统包括输入EMI滤波器、桥式整流器、交错式BCM PFC 和 AHB DC-DC，它获得的总体效率如图6所示。在Vin=120VAC时，该设计峰值效率为91%；Vin=230VAC 时为92% ；Vin=120VAC 或 230VAC ，以及POUT>38% (114W)时，大于90%。

图6. 测得的总体系统效率(包含了EMI滤波器)

　　磁性元件设计、功率半导体选择、PCB版图、散热器选择以及控制器特性，所有这些都必须完全协同工作，才能成功实现一个在大负载范围上可获得高效率的小型AC-DC电源设计。对于一个特定应用，根据系统的具体要求，可能有一个以上的理想解决方案。本文讨论的设计只是从普通AC输入到需要PFC和高度仅18mm的小型 12V、 300W设计获得高效率的一个例子。