基于宽带放大器的设计方法以及仿真和实测

频信号接地，又能实现隔直流的效果。漏极较大的直流供电电流只流经低阻抗的电感元件，而不是50欧的终结负载(如图5)，这样可以有效的减小50欧终结电阻上的功耗。这里漏极电感的大小也是一个重要的设计参数，该电感直接影响电路在1GHz附近的低频滚降速度，如果增大电容将会减小滚降速度，但是同时会增加串联电阻，从而提高直流功耗，而且较大的电感也会增大版图面积。

在提交产线流片之前，各设计还必须经过严格的设计规则检查DRC(design-rule check)，自198?年第一次MMIC设计课程开始，约翰·霍普金斯大学就采用ICED(ICEDitor)软件，并采用TriQuint提供的DRC规则进行设计规则检查。另外还使用了“版图转电路图”LVS(Layout Versus Schematic)工具进一步比较从ADS中提取出来的网表是否符合ICED软件中的实际电气连接。有时设计虽然能通过DRC检查，但是仍然会有一些致命的错误，只有LVS工具才能发现这些问题。新版本的ADS已经具备内置的连接性检查功能，可以排除一些连接性错误，但是外部的LVS检测仍然是很有必要的。

图5：分布式放大器电路的直流等效电路，可以看出流经电感L35的电流只引起很小的压降。

图6：实测的输出功率和效率结果。

表1：PHEMT分布式放大器在3.3V电压和25mA电流偏置下的各项指标实测结果。

图6和表1是整个电路的实际测试结果。可以看到在3.3V的24mA直流供电下，该电路达到了10%的功率附加增益PAE(Power Added Effeciency)以及+10dBm的输出功率。噪声系数的实测值和仿真值也很接近(图7)，在5到6GHz频段，噪声系数仅为2dB，这在具备1~10GHz的10倍频程(decade)带宽的电路中算是很出色的表现了。54平方密尔(mil-square)的芯片上还放置了很多其它器件，包括一个设计中采用的6×30μm增强型PHEMT测试建模管。在3V和3.3 V电压下，8~9mA电流时，分别测试了这个模型管，并将其S参数用于电路进行二次仿真。图8为该PHEMT模型管的版图。图9和图10则是针对测试管的实测和仿真数据的比较。由于测试的参考面不同，测试模型管的寄生参数和实际电路中使用的晶体管有微小的区别，正是这些巨别导致了测试值和再仿真结果(使用ADS和Sonnet软件)在高频段有一些差别。对以单独的6×30μm模型管而言，其实测值和使用TOM模型的ADS仿真值非常接近。