软件无线中的宽带射频前端

引言

随着微电子技术的迅速发展，数字信号处理器(DSP)和A/D变换器的性能在成倍的提高，使得软件无线电在技术实现上成为可能，从而引起了人们对于软件无线电技术研究的兴趣。软件无线电的功能主要由软件实现，通过运行不同的算法，实时的配置信号波形，从而提供各种语音编码、信道调制、载波频率、加密算法的无线电通信业务。

软件无线电最初起源于军事通信。由于软件无线电的完全可编程性、软件化、模块化以及宽频段多功能等特点，使得各种电台很容易综合为一个整体，能够实现不同类型电台间的直接互通，在提高各军兵种协同作战能力中发挥了重要作用。而且，功能的软件化、模块化，减轻了系统的尺寸、重量，同时缩短了开发周期，能够方便地实现与新业务、新技术和通信标准的兼容。

理想的软件无线电是一种“纯软件”的电台，如图1所示，A/D变换器单元紧靠射频天线，除低噪声放大器、功率放大器以及电源等模块外，绝大部分功能均可通过DSP芯片采用软件编程实现。无论在机械结构还是电器特性上均采用模块化、开放式结构。然而，基于目前的技术水平，只能进行中频处理。因此，仍需要一个灵活的宽带射频前端，对信号进行适当的处理。以下针对软件无线电的实际特点，讨论了实现模拟射频前端的一些问题。

软件无线中的射频前端

系统要求

理想的软件无线电台应完全数字化，一般要求在数字化处理之前仅做极少的模拟处理，这样才能使整个电台系统具有充分的灵活性。然而，由于目前工艺水平和技术的限制，A/D转换器以及DSP芯片的性能仍达不到所需的技术指标，使得这种构想无法付诸实践。

根据RF频率和奈奎斯特采样定理可知，若ADC直接置于接收机的射频前端，要求A/D变换器高端采样速率至少为6GHz，且应该具有120dB以上的无杂散噪声动态范围（SFDR）。而实际中的A/D转换器最多仅能提供20MHz的带宽和80dB的SFDR，几种A/D转换器的性能指标如表1所示，远远达不到系统要求。若再考虑功耗问题，ADC的高功耗需求很难使电台成为便携式。理论计算，对于1个采样保持A/D转换器件（5GHz，18bit）的最小功率也要超过10W。因此，就目前的A/D转换器的性能指标，无法实现理想的软件无线电结构。

表1 几种A/D变换器的主要技术指标

名 称	分辨率（位）	采样速率（MSPS）	功 耗	SNR（dB）	SFDR(dB)
AD9042	12	41	+5V/575mW	70	-82
ADC3120	14	20	±15V±5V/5W	75	-90
SPT7870	10	100	±5V/1.7W	56	-58
LTC1410	12	1.25	5V/160mW
MAX100	8	500	5V/5.2W	45
ADC12662	12	1.5	5V/200mW	70	-80
AD6640	12	65	5V/710mW	68	-80

软件无线电需要一个高品质因数、宽带、线性好的射频前端。考虑到软件无线电台对于电磁兼容和操作维护等灵活性的要求，宽带射频前端及功放作为一个独立且可互换的电台单元，必须是可编程的。作为调谐电路，在提高增益、抑制镜频、提高SNR和选择性的同时，必须减少对软件定义参数的限定，因此对于电台的发射、接收部分在设计上提出了新的挑战。

两种结构

软件无线电可以采用两种结构：超外差型和直接变换型。超外差是传统电台普遍采用的结构，而直接变换是近年来兴起的，与超外差结构相比在一些方面具有一定优势。直接变换结构没有镜像响应，可以省去固定频率的抑制镜频滤波器，并且，理论上一个去假频基带滤波器可以集成在LSI芯片上。但是，由于器件并非十全十美，直接变换接收机在零频仍具有残留的镜频响应。同时，下变频混频器中带内调制的大信号在直流成分附近会产生二阶非线性失真，对于多信道接收机尤为严重。目前，直接变换接收机的主要应用方向是手持/便携等对体积、功耗等方面要求高的通信任务。

由于超外差结构一般在中频A/D变换，而直接变换结构采用基带A/D变换。鉴于基带A/D变换在理论和实践上已经成熟以及电台软件化的要求，我们当前研究的重点应是进行中频高速A/D变换的超外差结构。

宽带射频前端

宽带射频前端要求器件有较宽的频率范围，主要完成宽带低噪声放大、滤波、混频、自动增益控制以及输出功率放大等功能。借鉴美军软件无线电台 Speakeasy的方案，射频前端可分三段实现：2～30MHz，30～500MHz，500～2000MHz，做成可置换的标准化模块(见图2）。

这一部分与传统的无线电台基本相似，只是下变频到10MHz左右的中频即可，而不必用模拟电路处理到几十KHz的基带信号，从而简化了射频前端的实现，具有较大的实用性和灵活性。

设计中实际问题

由于接收机中有一些滤波器单元，在一定程度上降低了接收链路的动态范围，而且这些滤波器只有固定的中心频率和带宽，调谐性能也较差。这些因素的综合，严重影响了电台的灵活性。考虑到电台对体积、价格、性能等要求，在设计中应该尽量减少使用滤波器的数量。

减少滤波器数量，虽然提高了电台的灵活性，但是却对射频/中频模块的线性要求很高。同时还要在混频之前进行镜频抑制。然而，射频前端的线性度和动态范围比较有限，容易造成有用信号的失真，因此要采取一些补偿技术。

放大器线性化

宽带接收机系统，要求较高的动态范围，而非线性放大器有较大的交调干扰和调谐失真，必然加大有用信号的失真，降低接收机的动态范围。因此应尽量减少使用非线性放大器。

减少信号失真的一种最有效的方法是对输入信号进行分路，独立地放大每一路信号，然后进行合路。由于只是将信号分路，所以每个信道在分路时的损耗可在合路时进行补偿。此时分路网络中的噪声指数取决于放大器的噪声指数以及分路单元的插入损耗。随着路径数目的增加，网络的复杂性和插入损耗也会上升。

为了进一步消除干扰噪声，可对放大器进行线性化。前馈或笛卡儿反馈回路就具有线性补偿能力，尤其前馈技术，能充分满足软件无线电对带宽和噪声指数的需求。基本原理是：首先获取一个偏差信号，此信号仅包含放大器造成的失真成分，然后在放大器的输出中减去偏差信号，从而得到线性度较好的有用信号。前馈补偿网络如图3所示，基本过程是：

首先将输入信号分到两个相同的通路：两条路径的延迟时间相同，每一通路分得的信号比例可以不同。主路径信号由主放大器G1放大（失真主要从这里产生）。直接耦合线圈C1从主放大器输出信号中耦合一部分信号，并将其送至减法器，在减法器中减去次路径分离出的同相信号，相减的结果是获取了一个偏差信号，此信号中包含了来自主放大器的失真信息，理想情况下，应该不再有原始信号的成分。偏差信号经过放大器G2放大，并送入输出耦合器。要求G2和C1的延迟时间相同。同时主路径的信号反相馈至输出耦合器，在输出耦合器中经过偏差信号的作用，主路径信号中的失真波形将被抵消。最终产生了线性度较好的放大信号。

采用前馈技术可以工作在很宽的带宽上。由于放大器的噪声指数由系统中的元器件决定，而在前馈网络中，噪声(不包括补偿器件的噪声)与失真信号经过同样的处理，所以，噪声在网络中得到了抑制，降低了噪声指数。因此，只须注意减少次路径中的损耗即可。

中频处理

射频信号经过混频处理至中频，包含一个宽带信号或许多窄带信号。信号还要经过中频放大，然后再进行高速A/D变换。因此，中频放大器仍要具有一定的动态范围，才能获得低噪声、低失真的信号。同样可采取前馈技术，但要注意所使用的放大器和耦合器必须有平坦的频率响应特性。通过两个前馈网络，可以使信号提高 41dB，而噪声指数下降4dB。

镜象抑制混频器

传统的窄带接收机中，一般在混频前使用预选滤波器进行镜象抑制。但是，这种结构已经不能满足多信道接收机的要求。

近年来采用镜象抑制技术和低变频损耗的混频二极管，使混频器的噪声性能进一步得到改善。图4是镜象抑制混频器的原理图。同相等幅的高频信号分别加至两个平衡混频器，本振信号经90°混合接头后分别加至两个混频器中，两个混频器输出的中频信号加至具有90°相移的中频混合接头。在中频输出端，使得镜象干扰相消，中频信号相加。理论分析和实践证明，镜象抑制混频器的噪声系数比一般镜象匹配混频器低2dB左右。

镜象抑制混频器具有噪声系数低、动态范围大、成本低等优点。在0.5～20GHz频率范围，噪声系数为4～6dB。进一步采用计算机辅助设计、高品质因数低分布电容的肖特基二极管和超低噪声系数的中频放大器，在1～100GHz频率范围内，可使噪声系数降低3～5dB。然而，目前较好的镜象混频器IC仅能提供35dB的镜象抑制，而且带宽有限。因此，仅仅通过提高工艺水平是无法满足要求的。一方面要提高混频器中各部分的性能，尤其是提高90°移相器的性能（失真的主要来源），另一方面从整个系统入手，寻求一种最佳的镜象抑制混频器。

结语

数字信号处理技术的发展使得无线电台的模块化、软件化程度提高。然而，由于目前A/D变换器的性能有限，若完全实现电台的数字化，还有一定的难度。如何解决A/D性能的限制呢？一是可以使用高速低分辨率的ADC多片，并联使用。二是在天线端，连接射频前端，将信号频率降至ADC能够使用的范围。三是利用带通滤波器划分频带，对于感兴趣的频段利用带通采样原理降低采样频率。后面两种解决办法降低了软件无线电系统的“软件化”程度。要彻底解决这个问题，还有待于硬件技术的突破。

因此，在A/D变换器等相关器件的性能没有改善之前，在软件无线电系统的体系结构设计过程中，必须考虑宽带射频前端的实现问题，其中重中之重是尽量提高射频前端的灵活性。