在恒定导通时间(COT)稳压器设计中控制输出纹波并获得ESR非相关性

开关脉冲又开始成束出现。 将附加的滤波电容与主输出电容的有效并联ESR会产生问题。如果附加电容和主输出电容的ESR所确定的转折频率接近稳压器的开关频率，有效ESR值会开始降低，同时可通过控制电路“看见”纹波产生衰减。仅当您可以保证具有足够的迹线电感将附加电容与主输出电容有效地隔离，才能确保其可以正常地工作。 当然，很难保证措施是否适当。可能解决该问题的其他方案就是将电路按照图4进行配置。

在该配置下，将375mΩ的电阻R4串联在直流输出电流回路中。C6上的纹波将会非常小，如果需要，实际上可以通过将C6取值变大，从而将其纹波设置得任意小。其缺点则是由于R4串联占用了反馈，显著地降低了负载调节功能，并在R4上消耗了大量的功率。 当将R4与C7相连时，相对于高输出电压设计而言，这些不利因素的影响将会保持在合理的较小程度。 在所示的该例中，负载从零变化到1.0A，输出电压下降大约为400mV。 但现在纹波下降到略超过10mV峰峰值。 当在负载处增加更多的滤波电容时，不管其互连造成的迹线电感有多大，对该电路几乎没任何影响。

人为产生所需要的纹波信息并将其送入控制器后混淆到所希望看到的信号，这可能是一种最佳的解决方案。 这样可以在实现控制任意小的输出纹波的同时，仍然保持电路正常工作。并且也不存在负载调节的劣化，也无需在电源回路中添加额外的电阻。图5中的R4、C7、C8网络形成一个三角波发生器，可以为FB引脚提供所需要的信息。的确可以通过将电感上的电压以及R4和C7求积分，以及通过C8将生成的信号交流耦合至反馈引脚来实现。考虑该问题的一个方法就是用电感对其上的施加电压进行积分，产生一个三角电流波形。产生的电流流经输出电容的ESR，会产生一个三角电压波形供反馈使用。这里所示的RC电路的确实现了非常类似的功能。 电容C7对通过R4的电流求积分，该电流与其上施加的电压成正比。 它与出现在电感上的电压相同。只要连接了反馈电路，这就是之前完全相同的情况。上一个电路中的ESR电阻已被去除，所以电路中仅有的ESR由22μF陶瓷电容产生。从而将总体ESR保持在10mΩ左右的范围内。

现在纹波电压大约为15mV峰峰值。同时也应注意到测量到的尖峰电平同之前测量的结果相比会稍微降低些。这仅仅是由于我们已经移动了开关结点测量。连接至一个噪音信号源的附加示波器探针会产生能量辐射，继而会被纹波测量的探针所拾取。若要对纹波进行非常精确的测量时，一个很好的方法就是使用一个单独的探针。在15V至50V的输入电压范围内对线路的输入稳压进行测量，得到大约为20mV。 该设计完全不受附加的大输出电容的影响。它要求ESR值为零并总是能保持良好的特性。如果环境嘈杂或者布局欠优化，您仅需减少积分器的时间常数，并产生更多的信号。注意到这将会造成标称输出电压值上的轻微变化，这是由于进行调节的是纹波三角的底部电平而非平均值。如果需要的话，可以稍许调整反馈分压器比值以进行补偿。

该结构的设计程序是相当简单的。积分器电容的阻抗应该小于在所需的开关频率处的反馈分压器阻抗。 因为该情况下的分压器是稍低于1000Ω(1000Ω与3000Ω并联)，在500kHz时选择C7的阻抗约为100Ω, 计算得到约为3300pF。因为Vin-Vout相比于产生的纹波电压相当大，您可以考虑将电阻R4作为一个电流源。电流仅为(Vin－Vout)/R4。所需的纹波电压可以任意选择为50mV峰峰值。充电电容遵循下列公式：I/C＝dV/dt。在30V时导通时间大约为650ns。dV项为50mV纹波电压。C为3300pF。解得I约为250mA的电流。 R＝(30V-10V)/250mA，所以使用R＝75kΩ。交流耦合电容应该为积分器电容的3至4倍，所以选择一个0.01mF电容。所有这些取值并非都很重要。

还观察到的一个现象是，若负载足够小，可以强制电路进入非连续导通模式工作(DCM)时，纹波会稍微变大一些。在这种情况下，纹波的峰峰值在40mA输出时大约增长一倍，并会在零负载时增长到大约25mV峰峰值。图6中的上迹线是DCM模式中的开关结点电压。 相对较高频率的振荡