基于干扰方接收装备的自适应信号消扰技术研究

1*M，M主要取决于存在的最宽信号所占的分段数K，即M≥K。结构元素的选择与频谱分段有密切的联系，在可能的最大信号带宽确定的条件下，分段长度越短，结构元素的尺寸越大，实现起来越复杂。因此，在开运算的计算开销允许的情况下尽量取较小的分段长度。当结构元素为线性结构元素时，腐蚀运算等价于最小值滤波，膨胀运算等价与最大值滤波。实际实现时，开运算可通过最大值滤波和最小值滤波级联实现。

检测门限估计

去掉噪声基底的频谱近似等于高斯白噪声和信号的叠加，其中未叠加信号的频谱近似保留了高斯白噪声的特征。将3.1.1节噪声基底估计的最小值抽取序列开运算前后的结果做差，差的绝对值较小的所有分段内的谱线视为未叠加信号的谱线。因此可以采用N-Sigma方法对未叠加信号的谱线进行处理来估计检测门限。

如果己方的侦察设备可以提前获知己方强信号的先验知识，如：通信制式(定频、跳频)、干扰样式(MFM、QPSK等)、通信频率、通信带宽等参数，检测方法相对简单。假如不能获得己方干扰信号的先验知识，则通过信号强度的大小和预先设定的判决门限来判断是否存在己方强信号。如果存在己方强信号，对己方强信号的带宽、信号强度、通信制式、中心频率进行估计，如果己方通信信号为跳频信号，还需要判断出己方跳频信号的跳频范围。

己方强信号的提取

文章采用数字FIR带通滤波器对己方通信信号进行提取。为了能够最快速地设计出合适的FIR带通滤波器，并尽可能降低处理复杂度，我们提出以两组预先设计好的FIR带通滤波器组为基础，来构造各种FIR带通滤波器的方法，该方法如下。

图5中各个基本滤波器的通带带宽、过渡带带宽相同，每个基本滤波器的通带波动为0.01dB，阻带衰减为110dB。每个基本滤波器可独立使用，假如某个己方通信信号正好处于第一组预先设计基本FIR带通滤波器中FIR滤波器1的通带范围内，则可采用该滤波器把己方通信信号提取出。而且同一组中相邻的基本滤波器可组合使用，以形成通带范围更大的带通滤波器。比如：第一组中的基本FIR滤波器1+基本FIR滤波器2、基本FIR滤波器3+基本FIR滤波器4分别构成的复合FIR带通滤波器的幅频响应如图6所示。

图6中两个复合FIR带通滤波器各自的通带波动为0.1dB，阻带衰减为110dB。假如某个己方强信号正好处于复合滤波器1的通带范围内，可以采用复合滤波器1把己方强信号提取出。

提取出信号的幅度、延时调整

提取出信号的幅度调整由两部分构成，分别是大步进信号幅度调整和小步进信号幅度调整，大步进信号幅度调整由增益可控放大器实现，小步进信号幅度调整采用数字方法实现。

提取出信号的延时调整由两部分构成，分别是整数采样周期延时调整和小数采样周期延时调整，整数采样周期延时调整通过移位寄存器实现，小数采样周期延时调整通过多相内插滤波器实现，如图7所示。

整数采样周期延时调整不再獒述。小数采样周期延时调整是基于M倍内插滤波器实现，通带截止频率为f₁、通带波动为0.1dB，阻带起始频率为f₂ MHz、阻带衰减为110dB，滤波器阶数N的FIR低通滤波器，对此低通滤波器进行M相分解，即：

形成M个16阶单通道滤波器，x₁(n)通过滤波器H₁(z)得到的结果比x₁(n)通过滤波器H₀(z)得到的结果超前1/M采样周期，依次类推。所以通过选择不同的单通道滤波器(H₁(z))，就可以实现不同的小数采样周期延时。

强信号抵消

理论上天线接收到的信号经延时后与还原出的强信号只要相位相差180°且幅度相同，则该通信信号可以完全抵消。在实际实现中由于还原出的强信号不论在幅度还是相位上都与原始通信信号存在偏差，只能采用多次抵消级联方法来实现强信号抵消。所以在信号抵消必须存在一个反馈环节来判决是否继续抵消，如需继续抵消，则计算出抵消时的幅度、相位的调整值。

结束语

文章中，对己方侦察设备通过采用自适应信号消扰技术，在己方干扰设备干扰敌方通信设备的同时，侦察设备可实时监测敌方用频情况，对干扰效果进行有效评估，同时可把敌方的用频情况实时反应给己方的干扰设备，这样在联合作战中，可以大大提高己方的干扰效果，为战时有效分配干扰资源提供准确、有力的支持。

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