W波段八次谐波混频器设计

1 引言

混频器是微波通信、射电天文学、雷达、等离子物理、遥控、遥感、电子对抗，以及许多微波测量系统中至关重要的部件。在现代通信系统中，毫米波频段通常采用超外差接收机，混频器作为第一级就成为关键部分。由于在毫米波频段，同频段高性能的本振源成本高，技术难度大，采用谐波混频技术是解决此问题的有效途径，只需射频频率1/2、1/4甚至1/8的本振频率即可实现混频。

2 谐波混频器原理

谐波混频主要是利用二极管的非线性得到本振的n（2，4，6……）次谐波和射频混频，再由匹配电路，滤波电路选出所需中频。通常采用反向并联二极管对，它使输出电路中，射频信号只与本振的偶次谐波混频，谐波成分比单管混频减少一半，而幅度却比单管大一倍。奇次本振只在管对内部，输出电路中没有本振的奇次谐波，这样既简化了电路，减少了噪声，同时大大降低了变频损耗。整体电路原理框图如下：

图1 谐波混频原理框图

八次谐波混频器是利用本振的八次谐波与射频信号混频得到中频输出。由于谐波次数较高，电路中需要回收的闲散频率比亚谐波混频器、四次谐波混频器都要多很多，对各滤波匹配结构提出了更加严格的要求。图2是只有反向并联二极管对，没有任何滤波匹配结构时的中频输出端频谱。本振频率12GHz，本振功率12dBm。射频频率94GHz，射频功率-10dBm。中频频率为8*LO-RF=2GHz。

图2 无匹配、滤波时中频端频谱

可见，电路中由二极管非线性产生的谐波分量主要包括：

1)本振的奇次谐波(m4~m7)：36GHz、60GHz、84GHz、108GHz等；

2)射频与偶次本振混频的谐波(m8~m10)：22GHz、46GHz、70GHz等。

为了回收利用这些谐波分量，降低变频损耗，在反向并联二极管管对左右两边各加上两节短截线（如图1）：开路线A对奇次本振都短路，可以回收第一类谐波；短路线D对偶次本振都短路，可以回收第二类谐波（RF≈8LO）；开路线B、C对这些谐波分量也有一定的回收。经过仿真，仅仅加上短截线后变频损耗减少了15dB，具有明显效果。

3 电路设计及仿真

本设计采用RT/duroid 5880 高频基片，基片厚0.127mm，介电常数2.2。二极管选用DMK2308是砷化镓肖特基反向并联二极管管对，它主要应用于20～100GHz，具有低结电容和低串联电阻。

3.1 波导－微带过渡设计

波导－微带过渡装置的基本要求：1) 低传输损耗和高反射损耗；2) 有足够的频带宽度；3) 便于设计加工。本文选用对脊鳍线过渡结构。

图3 波导-微带鮨线过渡

对脊鳍线的两个金属鳍按照余弦平方逐渐渐变成微带线：

这里W(x)是渐变线宽，标准波导BJ900窄边宽b=1.27mm，50欧姆微带线宽w=0.38mm，渐变段总长L=6.5mm。

制作在基片正反面的两个渐变鳍线构成了一圆弧形谐振区，谐振区内的金属块用来抑制谐振，确保衰减极点偏离有用频带。调整谐振区长度，使衰减极点落在84GHz（本振7次谐波），这样既使衰减谐振极点避开设计频段90GHz～100GHz，同时还抑制了本振的7次谐波。对脊鳍线上下两边间断的通孔条带用来支撑基片，并能阻断纵向电流的传播，从而降低损耗。插入损耗的仿真结果如下：

图4 波导－微带过渡

由图衰减极点落在84GHz，在90GHz～100GHz范围内，插入损耗小于0.2dB，实现了射频信号由波导到微带的过渡。

3.2 射频带通滤波器设计

对于射频输入端，要求通过射频信号90GHz～100GHz，中心频率94Ghz。主要抑制中频2GHz，本振12GHz，本振奇次谐波36GHz、60GHz、84GHz、108GHz等，射频与偶次本振的谐波22GHz、46GHz、70GHz等。

常用的平行耦合带通滤波器通带窄、带内损耗大。若要展宽通带，需要增加耦合阶数，而这又增加了通带内插入损耗。优化的三阶平行耦合带通滤波器在90GHz～100GHz范围内插入损耗达到2～8dB，已不满足设计要求。

这里对平行耦合带通滤波器进行改进，如图5。耦合线由横向伸展改为纵向伸展，既增加了平行线相互之间的耦合，减小了通带内的插入损耗，同时还使滤波器结构更加的紧凑，减小了尺寸，降低对尺寸加工误差敏感度。

图5 改进型带通滤波器结构图

通过仿真，耦合线宽越细、耦合缝隙越小，则通带频带越低，通带插入损耗越小，考虑到现有加工精度，耦合线宽和耦合缝隙都取0.15mm。耦合线越长，则通带频带也越低，通带插入损耗越小，为通过90GHz～100GHz，耦合线长取0.54mm。仿真结果如下：

图6 射频带通滤波器仿真结果

90GHz～100GHz范围内通带插入损耗小于2dB，比平行耦合