高峰值功率准谐振反激电源转换器的连续导电模式

作者：安森美半导体应用工程师Jean-Paul Louvel

设计工程师在设计开关电源转换器时，通常会根据产品规定的最大输出功率条件来设计散热方案。例如，功率50W的转换器必须具备足够的散热能力，才能在启动后在最低输入线路电压及最高环境温度条件下迅即持续提供50W功率。

然而，某些应用并非从电源汲取恒定功率。例如，当打印机的打印头处于工作状态或处理打印纸时，打印机以脉冲方式消耗功率。在此特殊案例中，转换器的散热设计并非针对处理峰值功率，而是要小得多的平均功率。

反激电源转换器

输出功率小于70W的低功率转换器通常使用反激拓扑结构，因为此拓扑结构：a) 在多路输出应用中提供良好的互稳压(cross-regulation)性能；b) 能够采用宽输入电压范围(90-264Vac)工作，且不需要功率因数校正(PFC)预转换器；c) 提供极低能耗待机模式。变压器提供与交流主电源的隔离，并存储初级端能量，然后在开关切断事件期间将能量转移至次级端。此简单技术每路输出电压使用1颗功率MOSFET开关和1个二极管来限制外围元件。

假定上述原则对所有反激转换器而言都很适用，我们接下来就要分析多种不同反激转换器的各自优缺点。

固定频率脉宽调制(PWM)反激转换器很可能是当今最常见的架构。由内部时钟驱动的开关频率可供选择，从而使转换器产生的电磁干扰(EMI)远离关键频率范围。稳压回路确定功率开关的导电时间，并且控制转换器存储/传输的能量。此类转换器能以连续导电模式(CCM)工作，存储在变压器中的能量在关闭时间的末段并未完全传输至次级端电容。在下一个周期出现时变压器仍然保持磁化状态。此模式提供梯形初级电流波形(而非三角波形)，以有限的均方根(rms)电流提供更高的输出功率。由于采用CCM工作，变压器的设计可以采用更大的初级电感，从而提升低功率/待机模式下的能效数值。

另一常见版本是准谐振(QR)类型，提供所谓的谷底开关导通：功率MOSFET在漏极-源极电压(VDS)的谷底(最小值)导通。此技术与硬开关(hard switching)版本技术相比，提供更佳的EMI性能。此类转换器的开关损耗降低了，但也强制要求降低开关频率，从而传递峰值功率，同时维持完整的变压器退磁(demagnetization)。此更低工作频率要求的开关周期所存储的能量越多，要求变压器的尺寸就越大(及成本越高)，使初级MOSET及次级端二极管均承受高峰值电流。

第三类是迟滞转换器。此类转换器通过调制开关频率来提供所要求的能量(要传输更多电能则频率更高)，确保以冻结的(frozen)初级峰值电流传输电能。就像PWM技术一样，此方案并不控制功率MOSFET开关事件，不能提供谷底开关工作(以最低谷底调节开关，降低开关损耗)。

本文探讨的主题是准谐振反激转换器的峰值功率能力。我们将具体分析此类转换器的特性，特别是它如何处理峰值功率要求。

高峰值功率准谐振反激转换器的具体特性

与传统PWM转换器不同，此类转换器采用可变工作频率工作，恰好在漏极-源极电压处于最低值(见图1)的时间点导通MOSFET。此转换器自然地减少电磁干扰及降低开关损耗。


图1：采用最低电压开关工作的准谐振反激转换器的典型漏极-源极电压波形。

为了保持谷底开关工作，在低输出功率情况下，导通时间缩短意味着开关频率更高，反过来也要求更短导通时间(诸如此类)，从而逐周期限制从初级端传输到次级端的能量，令其低于所要求的限制值。

为了限制开关频率漂移，业界已经开发出钳位控制最低导通时间及最大开关频率的新方案。为了保持准谐振工作，同时确保最低漏极-源极电压开关，创新的谷底锁定(valley-lockout)方案已被开发出来。它能工作至第4个谷底，然后切换至可变频率模式，即压控振荡器(VCO)模式(见图2)。此方案确保提供极佳的轻载/待机能耗性能，就像安森美半导体的NCP1379/1380所展示的那样。


图2：以谷底开关及谷底锁定工作的准谐振反激转换器的漏极-源极电压波形(从第1个谷底逐渐转移至第4个谷底，然后是VCO模式，这期间转换器传输的能量减少)。

这种能量传输方法看上去不错，但不利的是，在需要更高峰值功率时就出现问题了。为了逐周期增加传输的能量，初级电流应当更大，相应地具备更长的导通时间。次级端二极管的导电时间也延长，迫使控制器减小开关频率，从而确保变压器完全退磁。虽然频率更低，但每周期的能量应当增加，迫使开关频率进一步降低。确保变压器完全退磁所需的此"双重"效应将迫使转换器大幅降低频率，接受峰值功率上升。因此，变压器的设计应当可以接受更高能量，且这些能量逐周期存储：这就需要更大尺寸的变压器，配合采用高峰值功率工作的准谐振反激转换器。

如果上述特性在高功率期间滋生问题，那么在次级端输出对地电平短路的情况下，此问题就变成了自然的优势。在出现短路的情况下，退磁将经历更长的时间，确保频率极低，因而减少电能的传输。由于此工作模式，安全性也大幅提升。一旦次级端输出电压重新上升(如在消除短路的情况下)，开关频率将立即上升。

70W输出功率设计的准谐振反激转换器峰值功率及示波器波形捕获结果

绿色迹线：MOSFET电流 ID(t)，0.5 A/div，

黄色迹线：MOSFET电压VDS(t)，100 V/div，

时间= 5 μs/div


图3：中等功率准谐振反激转换器

测试条件：电源电压395Vdc，输出功率POut = 40W

IDmax = 1.75A @45kHz，由于采用了NCP1379的谷底锁定技术，在第3个谷底开关。

VDS,max = 640V


图4：大功率准谐振反激转换器

测试条件：电源电压395Vdc，输出功率POut = 62.5W

IDmax = 2.4A@45kHz，采用经典准谐振模式，在第1个谷底开关

VDS,max = 680V


图5：峰值功率准谐振反激转换器

测试条件：电源电压395Vdc，输出功率POut = 75W

IDmax = 2.8A (最低至38.5kHz的更低频率条件下，从而提供更高初级电流及传输更多电能)。在变压器饱和条件下，此电流低于3A。

VDS,max = 720V (低于MOSFET的800V限制值)

上述示波器屏幕截图确定了功率最高70W、开关频率最低39kHz的准谐振反激设计的功率能力。