一步步优化反激式电源设计

确定一次侧电感

选择一次侧和二次侧电感有几个标准。

第一，选择可以确保从满载到某些最小负载均在连续模式运行的一次侧电感。

第二，通过确定最大二次侧纹波电流来计算一次侧和二次侧电感。

第三，计算一次侧电感，以保持尽可能高的右半平面零点（RHP），从而最大限度地提高闭环穿越频率。

在实践中，第一个标准只用于特殊情况，而选择的磁化电感可作为变压器尺寸、峰值电流和RHP零点之间很好的折衷。

为了通过确定二次侧最大纹波电流来计算一次侧和二次侧电感，可以用下式计算出二次侧电感（）和一次侧电感（）：



式中是开关频率，是允许的二次侧纹波电流，通常设置在约为输出电流有效值的30-50％：



那么，等效一次侧电感可从下式获得：



如前所述，一次侧电感和占空比会影响右半平面零点（RHP）。RHP增加了闭环控制特性的相位滞后，迫使最大穿越频率不超过RHP频率的1/4。

RHP是占空比、负载和电感的函数，可以引发和增加环路增益，同时降低环路相位裕度。通常的做法是确定最差情况的RHPZ频率，并设置环路单位增益频率低于RHPZ的三分之一。

在反激式拓扑结构中，计算RHPZ的公式是：



可以选择一次侧电感来削弱这种不良效果。

图3的曲线显示了一次侧电感对一次侧和二次侧电流和RHP零点的影响：随着电感的增加纹波电流会减小，因此输入/输出纹波电压和电容大小也可能减小。但增加的电感增加了变压器一次侧二次侧绕组数，同时减少了RHP零点。


图3：典型反激式设计的一次侧电感与一次侧和二次侧电流和RHP零点的关系。

常识建议不应使用过大的电感，以免影响整个系统的整体闭环性能和尺寸，还有反激式变压器的损耗。上述图形和公式只有在连续传导模式下的反激式运行才是有效的。

选择功率开关MOSFET并计算其损耗

MOSFET的选择基于最大应力电压、最大峰值输入电流、总功率损耗、最大允许工作温度，以及驱动器的电流驱动能力。MOSFET的源漏击穿（Vds）必须大于：



MOSFET的连续漏电流（Id）必须大于一次侧峰值电流（，公式15）。

除了最大额定电压和最大额定电流，MOSFET的其他三个重要参数是Rds（on）、栅极阈值电压和栅极电容。

开关MOSFET的损耗有三种类型，即导通损耗、开关损耗和栅极电荷损耗：

?导通损耗等于损耗，因此在导通状态下源极和漏极之间的总电阻要尽可能的低。

? 开关损耗等于：开关时间*Vds*I*频率。开关时间、上升时间和下降时间是MOSFET栅漏极米勒电荷Qgd、驱动器内部电阻和阈值电压的函数，最小栅极电压Vgs（th）有助于电流通过MOSFET的漏源极。

? 栅极电荷损耗是由栅极电容充电，以及随后的每个周期对地放电引起的。栅极电荷损耗等于：频率* Qg（tot）* Vdr

不幸的是，电阻最低的器件往往有较高的栅极电容。

开关损耗也会受栅极电容的影响。如果栅极驱动器对大容量电容充电，则MOSFET需要时间进行线性区提升，则损耗增加。上升时间越快，开关损耗越低。不幸的是，这将导致高频噪声。

导通损耗不取决于频率，它还取决于和一次侧RMS电流的平方：



在连续传导模式下，反激式运行的一次侧电流看起来像图4上部所示的梯形波形。


图4：换向期间MOSFET两端的电流和电压波形.

Ib等于一次侧峰值电流：



Ia是从以上的公式（5）得出的平均电流，减去一半ΔIp电流为：



那么开关管的RMS电流可从下式得到：



或其迅速接近：



开关损耗（）取决于转换期间的电压和电流、开关频率和开关时间，如图4所示。

在导通期间，MOSFET两端的电压为输入电压加反映在一次侧的输出电压，电流等于平均中间抽头（central top）电流减去一半ΔIp：





在关闭过程中，MOSFET两端的电压为输入电压加反映在一次侧绕组的输出电压，再加上用于钳位的齐纳钳位电压和吸收漏感。开关管关断电流为一次侧峰值电流。



开关时间取决于最大栅极驱动电流和MOSFET的总栅极电荷，MOSFET寄生电容是调节MOSFET开关时间的最重要的参数。电容Cgs和Cgd取决于器件的几何尺寸并与漏源极电压成反比。

通常MOSFET制造商没有直接提供这些电容值，但是可以从Ciss、Coss和Crss值获得。

导通开关时间可以使用下列公式用栅极电荷来估计：





式中：

? Qgd是栅漏极电荷

? Qgs是栅源极电荷

? 是当驱动电压被拉升至驱动电压时的导通时间驱动电阻

? 是当驱动电压被下拉至地电压时的内部驱动电阻

? 是栅源极阈值电压（MOSFET开始导通的栅极电压）

缓冲器：

漏感可以被看作是与变压器的一次侧电感串联的寄生电感，其一次侧电感的一部分没有与二次侧电感相互耦合。当开关MOSFET关闭时，存储在一次侧电感中的能量通过正向偏置二极管移动到二次侧和负载。存储在漏感中的能量没有地方可去，则变成了开关引脚（MOSFET漏极）上巨大的电压尖峰。漏感可以通过短路二次侧绕组来进行测量，而一次侧电感的测量通常由变压器制造商给出。

耗散漏感能量的一种常用方法是通过一个与一次侧绕组并联的齐纳二极管来阻断与之串联的二极管实现的，如图5所示。

漏感能量必须通过一个外部钳位缓冲器来耗散：


图5：齐纳钳位电路



齐纳电压应低于开关MOSFET的最大漏源电压减去最大输入电压，但要高到足以能够在很短的时间内耗散这一能量才可以。

齐纳二极管的最大功率损耗为：



反激式设计资源：

为了支持反激式设计，美国国家半导体(编者注：现已被TI收购)开发了特别适合反激式应用的一系列PWM稳压器和控制器。在其公司网站（www.power.national.com）上就可以找到典型的反激式参考设计、应用注解和在线仿真工具，可以引导设计人员很好的优化反激式电源设计。

图6显示了一个采用LM5000稳压器的典型5W反激式电源，它是用WEBENCH(r) 仿真的，其输入电压变化范围从10至35V，1A时的输出电压等于5V。该设计遵循上述过程，Coilcraft变压器的一次侧与二次侧匝数比等于3，一次侧电感为80μH，可确保良好的稳压输出电压，最大限度地将一次侧峰值电流降至1.3A以下，也使内部开关MOSFET两端的最大电压低于60V。80μF的一次侧电感保证了二次侧纹波电流峰-峰值在平均电流的30％以内，同时保持20kHz以上的右半平面零点。


图6：采用WEBENCH在线仿真工具的典型5W反激式设计

WEBENCH是网上设计工具，用四个简单步骤即可完成实现一个完整的开关电源设计。图7和图8显示了用WEBENCH设计获得的波特图和开关波形。


图7-8：输出电压和开关引脚的波特图和开关波形