全桥高频链逆变电源的混合控制策略研究

（1）

其中

图3 高频链逆变器控制框图

系统控制核心为TMS320F2407型DSP，采用电压瞬时反馈控制，只用一个事件管理器可以实现驱动信号的产生，定时器的工作模式为增减计数，即载波Ut为对称三角波，载波频率和高频链逆变器的开关频率一致，通过正确设置相关寄存器，即可以产生高频SPWM信号来驱动高频变压器前端逆变电路。而周波变换器的驱动信号是由高频SPWM信号和输出电压与电流的过零比较输出信号进行逻辑组合得到。图4为周波变换器驱动信号逻辑组合产生原理。其中输出电压经过过零比较得到SP，与输出电流进行逻辑组合得到SF。再经过一系列逻辑运算得到周波变换器最终的驱动波形。

图4 周波变换器驱动信号逻辑组合

4 仿真与实验结果

在上述理论分析研究基础上，应用MATLAB仿真软件对上述所做的理论分析及控制策略的研究进行了仿真。同时，为了验证混合控制策略对全桥高频链逆变电路的可行性及效果，制作了一个原理样机，主要参数如下：输入直流电压为40V~60V，输出电压为220Vac的正弦交流电，输出额定容量为200VA。S1~S4采用MOSFET，型号为IXTQ60N20T；S5、S6采用MOSFET，型号为IXFX24N120Q2。高频变压器的磁芯为ETD49，材质为PC40，初级绕组为8匝，由两股线径为0.8mm的漆包线并绕，次级为90匝，由线径为0.5mm的漆包线绕制。输出电容选择4μF的CBB电容。

图5为周波变换器开关管的驱动波形，由仿真结果可知，当输出电压U0和电流I0极性相同时，开关管S5、S6均处于工频开关状态。如果负载为感性负载，输出电流 滞后于输出电压U0，且其中输出电压U0为正，输出电流I0为负时，S5常通，S6高频斩波，实现能量回馈；当输出电压U0为负，输出电流I0为正时，S6常通，S5高频斩波，实现能量回馈。当负载为容性负载时，输出电流I0超前于输出电压U0，且其中输出电压U0为负，输出电流I0为正时，S6常通，S5高频斩波，实现能量回馈；输出电压U0为正，输出电流I0为负时，S5常通，S6高频斩波，实现能量回馈。证明周波变换器通过逻辑混合控制可以实现其开关管的驱动脉冲为低频和高频脉冲的混合，逆变器能量可以双向流动。

在0.15S时逆变器输出所带负载突然发生变化，此情况下输出电压U0与输出电流I0的变化情况如图6所示。由图6可以看出系统负载突然发生变化时，输出电压基本不发生变化，实时跟踪给定电压。图7为给定电压与实际输出电压的正半周比较图。由图7可以看出实际输出电压始终跟踪给定电压上下波动，且波动范围较小。图6和图7说明采用电压瞬时反馈的控制算法，可以使系统具有较快的响应特性与较好的稳定性。由图8可以看出输出电压THD为0.82%，谐波含量较少。图9为接阻性与容性负载时，系统输出电压与电流实验波形图。

（a）感性负载

（b）容性负载

图5 周波变换器开关管驱动波形仿真图

图6 加突变信号时,系统输出电压与电流波形

图7 实际输出电压与给定电压图形

图8 输出电压频谱分析图

（a）阻性负载

（b）容性负载

图9 输出电压与电流的实验波形

5 结论

本文针对全桥高频链逆变电源提出了混合控制策略，根据负载输出的电压与电流进行过零比较与逻辑组合，得到周波变换器开关管高频与低频驱动脉冲的组合。在输出电压和电流极性相同的区域内，周波变换器开关管脉冲均为低频；而在输出电压与电流极性不同的区域内，周波变换器开关管脉冲为高频，且与高频变压器前级高频逆变电路的驱动脉冲同步。采用混合控制策略，使高频链逆变器的能量可以双向流动，同时使系统具有较快的响应速度、较好的跟随特性与具有良好的稳定性，输出波形THD小于1%。仿真和实验结果证实所提的混合控制策略是正确有效的。