新型大电流CPU供电的设计挑战

输入电压调节

对于输入电压的变化，电压模式的响应较慢。要响应输入电压的变化，首先必须由输出电压误差反映出来，然后经过电压反馈环路进行校正。因此，响应时间受控制环路的带宽限制。目前，大多数电压模式调节器均包含可检测输入电压变化的电路，并通过相应地调节其斜坡信号提供“前馈”。然而，这增加了控制器的复杂性。峰值电流模式的占空比由电感电流斜坡控制，是输入电压和输出电压二者的函数，峰值电流模式的逐周期电流比较可以提供固有的前馈，因而能够快速响应输入电压的变化。

电流均衡

两相或多相电压调节器必须动态均衡各相之间的电流，防止某一相电流不成比例。每相电流检测可通过监测高边或低边MOSFET的电流来实现，或通过检测每相流过检流电阻的电流来实现。检测MOSFET的电流成本低廉，因为它利用了现有的电路元件。但是，由于MOSFET电阻随工艺和温度明显变化，因此精度较低。利用检流电阻可以实现精确检测，但增加了成本，并降低了电源转换效率。

获取每相电流信息的另一种方法是利用电感的直流电阻(DCR)作为检流元件。由于这种方法利用了现有的电路元件，并由DCR容限来保证合理的精度，因此不增加任何成本。将串联的电阻、电容跨接在电感两端，RC时间常数与L/DCR时间常数相匹配。通过检测电容器两端的电压，即可很好地表征电感电流的直流和交流特性。目前这种方法在电压模式和电流模式CPU供电调节器中相当常用。

选择电压模式和电流模式是另一个需要权衡的问题。由于电压模式只在控制环路中使用电压信号，因此该模式不能控制各个电感的相电流，而这恰好是实现均流的必要条件。峰值电流模式本身可提供电流均衡，因为该模式利用电感电流信号作为控制电路反馈的一部分。目前多相电压模式调节器必须再增加一个控制环路来实现均流，这样就增加了IC的复杂性，并带来其它需要权衡的问题，见电压定位和瞬态响应部分。

峰值电流模式具备固有的均流功能，但也存在影响均流精度的人为因素。由于电感电流峰值是受控的，而电流谷值并不受控制，两相之间电感值的差异(例如容限产生的差异)将产生不同峰值的电感电流纹波，造成两相直流电流的失配，并因此影响相电流均衡的精度。

Maxim运用一种称为快速有源平均(RA2*)的专有技术，通过获得每相电感纹波电流的平均值消除了该缺陷。RA2电路(参见图5)需要5至10个开关周期获取每一相的峰值纹波电流，然后用峰值电流信号减去纹波电流的1/2。将峰值控制点从电感电流峰值移至直流电流，这样既保持了峰值电流模式的优点，又可以实现非常精确的直流电流匹配。由于RA2电路不在稳压调节电流环路上，因此不会降低瞬态响应速度。这项技术已用于针对Intel VRD 10.1(和下一代VRD)以及AMD K8 Socket M2设计的MAX8809A/MAX8810A核电压调节器中。



图5. RA2算法的实现

电压定位和瞬态响应

当处理器负载突变时，现代CPU具有较大的瞬态电流。在这些苛刻的动态指标下，电压误差必须保持在允许范围内，否则，CPU就可能闭锁。使用足够大的电容可以吸收或供出CPU瞬变电流；然而，这增加了整体成本。

大多数大电流CPU核电源采用了电压定位技术，以减小对大容量电容的需求。输出电压可以依据定义好的斜率随负载电流增大而降低(跌落)。电压与电流之间的关系曲线称为“负载线”，斜率定义为阻抗(例如，1m)。该方案的优点是动态下可放宽电压裕量，从而减小了安全工作对电容容量的要求。

如果不考虑电压定位，从理论上讲电压模式在电压环路响应方面具有较大优势。环路的理论带宽是输出电压纹波频率的函数，或是每相开关频率与相数的乘积。在峰值电流模式下，由于“采样效应”，电压环路带宽仅仅是每相开关频率的函数。

然而，电压定位在具体应用中存在实质上的差别。注意：电压模式控制还需要第二个控制环路来实现电流均衡。该环路的带宽通常设置为电压环路带宽的1/5至1/10，以防止和电压环路相互干扰，由于电流均衡通常为低速调节，因此低带宽足以满足要求。然而，对于电压定位而言，负载瞬态响应是电流环路带宽的直接函数。对于电压模式，其带宽相当低(例如5kHz)。对于峰值电流模式，电流环路带宽与电压环路带宽相同(如50kHz至75kHz) ，因为仅在一个环路使用电压和电流反馈。图6和图7所示为示波器测试到的图形，从中可以看出瞬态性能的差异非常明显。两个图中显示的都是先加载95A阶跃负载，然后断开95A负载的情况。



图6. 电压模式瞬态响应(竞争产品)



图7. 峰值电流模式瞬态响应(MAX8810A)

不同调节器实现电压定位的方式不尽相同。电压模式下的第二个电流环路通常可提供总平均电流。该电流按照一定比例，通过电阻建立一个偏移电压，该偏移电压作用在基准电压或反馈电压，需选取适当的阻值以提供适当的负载线电阻。

MAX8809A/MAX8810A采用另一种不同的方法，用一定的增益来动态设置输出负载线(图8)。



图8. 具有动态电压定位的峰值电流模式控制(MAX8810A)

误差电压计算公式如下所示：

VC = gMV x RCOMP x (VDAC - VOUT)

其中，gMV是误差放大器的增益，RCOMP是误差放大器输出端和地之间的电阻，VDAC是所期望的输出电压，VOUT是实际的输出电压。

同样，PWM比较器反相输入端上的电压为：

VC = (IOUT / N) x RSENSE x GCA

其中，IOUT是输出(CPU)负载电流，N是相数，RSENSE是电流检测电阻，GCA是电流检测放大器的增益。

在稳压状态下，这两个电压必须相等，将变量代入并重新整理，可得：

(VDAC - VOUT) / IOUT = (RSENSE x GCA) / (N x gMV x RCOMP)

(VDAC - VOUT) / IOUT是前面定义的负载线阻抗。电流检测增益(GCA)和误差放大器跨导(gMV)为IC参数，是恒定常量；参数RSENSE和N则由具体应用决定。因此，通过选择恰当的RCOMP值可设置负载线路阻抗，它还用来设置误差电压放大器的增益。