80C196MC单片机波形发生器原理及其在逆变电源中的应用

PWM技术从最初采用分离元件的模拟电路完成三角波和正弦调制波的比较，产生SPWM控制信号，到目前采取全数字化方案，完成实时在线的PWM（SPWM）信号输出。PWM控制电路经历了由实级到越来越完善的演化。

由专用集成芯片ASIC（Application specific integrated circuit）生成SPWM波的技术近几年来被广泛采用，这些集成电路有HFE4752、SLE4520、MA8X8/SA8X8、SAXXXX等。其中多数要与单片机连接才能完成SPWM控制功能，对于要求较高的逆变系统来说仍然不够简捷。INTEL公司推出的16位单片机8XC196MC片内集成了三相SPWM波形发生器WFG（Wave Form Generator，以下简称WFG），为逆变控制电路的全数字化设计提供了强有力的硬件支持，它的软件指令丰富，与其它196XX单片机基本兼容。本文重点介绍80C196MC中WFG的工作原理及软件的设计要点。

1 WFG工作原理

内藏WFG是80C196MC/MD的一大特色。这一功能大大简化了用于产生PWM波形的硬件和软件，特别适用于交流感应电动机和无刷直流电机的速度控制以及变频电源的SPWM控制。

1.1 WFG的组成

WFG有三个相同的PWM模块。每个模块都包含一个相同的比较寄存器、死区时间（deadtime）发生器和一以对可编程输出控制器。从功能上可把WFG划分为三大部分：时基发生器、相位比较通道和输出控制电路。共有八个特殊功能寄存器（SFR）。各寄存器的地址、控制位的功能、参数填写格式等可参阅文献。

1.2 SPWM波形产生过程

1.2.1 选择载波波形(Uc)

WG-CON中B12、B13两个控制位，有四种控制方式可选择：方式0～方式3。方式0、方式1为中心对准方式，即把SPWM脉冲安排在开关周期的中心点上，这与模拟电路中三角波载波（双边调制）相对应。方式0和方式1的区别在于波形参数的重加载时间和次数不同。方式2和3是边沿对准方式，即把SPWM脉冲波安排在开关周期的起始点上，这与模拟电路中的锯齿波载波（单边调制）相对应。其区别也是重加载的时机不同。中心对准的SPWM波形所造成的谐波小，不含ωs±ω0和2ωs（ωs为开关角频率，ω0为信号波角频率）谐波[2]，通常采用中心对准方式。在以下的叙述中，均以方式0为例（M0（B12）=M1（B13）=0）。

1.2.2 选择载波周期（Ts）

在WFG中WG-COUNT作为时基发生器工作。结合图1说明WG-COUNT决定载波周期的原理和工作过程。



上电复位，WFG中所有寄存器的值为0。首次写入到WG-RELOAD中的值在一个晶振周期后装入WG-COUNT。若WG-CON中的EC=1，开始减1计数，至0001H，等待一个时钟周期后作加1计数，直至WG-COUNT中的值等于计数比较寄存器的值，此时完成一个载波周期，如图1中t1～t2。WG-RELOAD的内容装入WG-COUNT和计数比较寄存器；WG-COMPx的内容装入相位比较寄存器；输出缓冲寄存器的内容装入WG-OUT；PI-PEND寄存器中WG中断置1。

在原来（或新）的值重新加载到WG-COUNT后，WG-COUNT开始新一个开关周期的计数，循环往复。WG-COUNT的输出数据与时间的关系是三角形。如果调节输出频率f0，可装入新的时间常数。在保持相同频率调制比mf的情形下，f0得到了改变，如图1中t3～t4。

载波周期Ts=4×WG-RELOAD/FXtal(μs)，WG-RELOAD-16位二进制数；Fxtal——Xtal引脚上的晶振频率，不考虑死区时间的有效脉宽；tp=WG-COMP/Fxtal（μs）。

1.2.3 有死区时间的PWM波形

死区时间（deadtime）用以防止一对（同一桥臂）信号同时有效，保证产生不交叠的输出波形，死区时间产生电路如图2所示，波形如图3所示。当WG-COUNT=WG-COMPx时，相位比较器产生一跳变信号，由此启动一个10位死区时间计数器（WG-CON的低10位），使输出DT为低电平，当减至0时，DT为高。WFG和DT相与，得WG-EVEN信号，引到P6口的偶数脚；WFG和DT相与，得WG-ODD，送到P6口的奇数脚。于是得到有死区时间的PWM波形。有死区时间的SPWM信号生成原理与此相同。只不过是每周期送入WG-COMPx的脉宽参数按正弦调制算好。





2 软件设计

由于篇幅限制，本文仅介绍软件设计中的有关要点，程序流程框图如图4所示。

2.1 建立正弦数据表

由DC/AC变换技术中的SPWM原理知，80C196MC的WFG产生6路SPWM信号，控制主电路三相桥中6个功率开关器件的通断。因此首先需建立三相正弦脉宽数据表，由单片机初始化时算好，将其按一定的格式（即考虑相序及同一相中的脉宽次序等）存入RAM中，建立好数据指针，以便按一定的寻址方式查询。

2.2 数字PID输出电压调节器

由于负载和电网的扰动，输出电压是不稳定的。要达到良好的动态稳压特性，采用输出电压反馈闭环控制。算法为增量型数字PID。

Δu(k)=u(k)-u(k-1)=kp[e(k)-e(k-1)]+k1e(k)+kD[e(k)-2e(k-1)+e(k-2)]

为编程方便整理成如下形式：

Δu(k)=q0e(k)+q1e(k-1)+q2e(k-2)
q0=kp(1+T/T1+TD/T) kp=1/δ

比例系数

q1=-kp(1+2TD/T) k1=kpT/T1 积分系数
q2=kpTD/T kD=kpTD/T 微分系数

前述正弦数据表按幅度调制比ma=1算得。调节电压时按PID的结果修正各开关周期的脉宽。

2.3 频率调节

调节输出频率，可改变WG-RELOAD中的时间常数。通常保持同步调制关系，即频率调制比不变，mf=常量。在频率调节过程中应保证输出电压不变，因此在改变WG-RELOAD内容的时，按比较地改变WG-COMPx中的值。

2.4 软件流程框图

软件设计是逆变控制电路设计的重要组成部分，它决定了逆变电源输出的特性，如电压调节范围及稳定程度，谐波含量，保护功能的完善、可靠性等。软件设计流程图如图4所示。



3 变频电源整体构成

三相静止变频电源的整体框图如图5所示。



主电路功率模块用6MBI25L-120（6单元IGBT）构成三相逆变桥。80C196MC单片机最小系统为控制电路，完成六路SPWM控制信号的产生，电压、电流、频率数码管显示，闭环稳压、检测保护等功能。控制电路（80C196MC）输出的六路SPWM经IR2110×3后作为逆变桥的驱动信号。由于IR2110自身对逆变桥上管有自举悬浮驱动功能，控制和驱动电路共用组电源。整个系统显得比较简单。

4 试验结果

完成了一台2kW三相400kHz变频电源试验电路。mf=33,fs=13.2kHz,f0=400Hz，td=3μs。（WG-CON）=418H,(WG-RELOAD)=12FH，（WG-OUT）=7FFFH。SPWM波形的输出由WG-RELOAD减到1产生中断，在中断服务子程序中由计算结果刷新WG-COMPx中的内容（即置下一次脉宽），如此循环。图6（a）为80C196MC输出的SPWM波形，图6（b）是电源输出其中一相的波形。有关技术指标如下：



输入：50Hz 220V,逆变桥直流高压300V
输出：400Hz ±30Hz可调
三相127V/220V，±15V可调
效率>85%（额定负载）
THD>3%

采用16位单片机80C196MC最小系统，使整个控制电路大为简化并且实现了全数字化。器件减少、结构紧凑、性价比高。试验表明，系统动态特性好、可靠性高。