嵌入温度电路设计

简单的热敏电阻方案

最简单的方案应该使温度传感器尽可能的靠近微控制器。图3是热敏电阻测温电路，图中与标准薄膜电阻器并联的热敏电阻用做温度感测元件。这种并联组合在50C范围内具有±1.50C误差的线性性能。图3中RNTC||RPAR和CINT的R/C组合的上升时间与RREF和CINT的R/C组合的上升时间之比给出RNTC的被测电阻值。尽管此电路所选择的微控制器不含内部A/D变换器，但门脉冲输入阈值电压与微控制器时钟组合起来用于计数热敏电阻和外部电容器的上升时间。热敏电阻有两个基本类型：负温度系数(NTC)和正温度系数(PTC)型。NTC热敏电阻最适合于精密温度测量，PTC热敏电阻适用开关转换应用。

利用NTC热敏电阻的3个不同工作模式来满足不同应用。一种模式利用感测元件的电阻与温度特性关系。其他两种模式利用热敏电阻的电压与电流和电流持续时间的特性关系。

NTC热敏电阻的电阻与温度关系可用于精密温度测量、控制和补偿。这种模式依赖于工作在零功率条件下的热敏电阻。这种条件意味着电流或电压激励不会影响热敏电阻的白热。

热敏电阻的电阻与RTD元件相比(一般几百欧姆)是相当高的。热敏电阻在25C额定值为1kΩ~10MΩ。用软件或硬件技术或二者组合可以校准NTC热敏电阻的非线性度。用标准电阻器（如图3所示）可简单地实现硬件线性化。在此电路实现中，热敏电阻与等效电阻器并联。用PIC12C508执行A/D变换，置GP1和GP2为高阻抗输入。设置GPO为低态并做为输出，故放电电容器（CINT）。一旦，CINT完全被放电，则PIC12C508中的码字改变GPO到高阻抗输入而GP1到高态做为输出端口。在这种配置中，GP1传导电流来充电CINT和并联电阻RNTC||RPAR的R/C组合。在充电期间，微控制器计数GPO变为高态前的时钟周期数。在该状态下测量热敏电阻网络的上升时间（tNTC）.一旦GP1和GP2再次设置为输入，GP0设置为低态和做为输出端口，则该计数（tNTC）存在存储器中。此配置放电CINT。当电容器被完全放电时，GP0再次变为输入，但此时GP2设置为高态并做为输出。用这种配置，微控制器计数时钟周期数直到GP0输入变为高态为止。此新的计数表示RREF/CINT电路的上升时间值。

图3中R/C网络的上升时间是：t=RCln(1-VTH/VDD) (7)

其中：
VTH:控制器输入门GP0的阈值电压
VDD:微控制器电源电压
R:电路中的电阻器
C:电路中的电容器

假定VTH/VDD比是常是，则包含RREF的电路上升时间和包含RNTC||RPAR的电路关系是：

RNTC||RPAR=(tNTC/tREF)RREF (8)
或：
RNTC=( tNTC/RREFRPAR)/()
RPAR值应等于热敏电阻在50C温度范围中间点的值。例如，假若应用具有25C~75C的温度范围，则一个10KΩ热敏电阻在50C为~3.6KΩ。为了线性化该温度范围的热敏电阻，则并联电阻器（RPAR）应等于3.6KΩ。一旦确定了并联电阻值，则可很容易地选择RREF。为使性能最佳，选择基准电阻器等于与其并联的额定温度下NTC热敏电阻的阻值（RREF=1.8KΩ）。

在此电路中，变换精度不依赖于VDD和GP0端输入选通阈值。另外，靠比较这两个类似网络的时间常数使得电容器漏电和非线性引起的误差最小。而电容器的值依赖于控制器的处理时间。为了达到最好结果，应该用稳定的、低漏电容器，如用聚丙烯或NPO陶瓷电容器。即使最好的电容器也呈现存储现象，介质吸收和电容器放电电压一起确定该剩余电荷的大小。可使这种效应最小的技术是每次放电电容器到同一微调点（VTH）。

结语

在很多应用中，温度感测元件的特性是要求高的。然而，在另一些应用中，对传感器元件的要求是不太严格的，这使得对传感器的选择比较宽。对于这些应用，电子电路设计成为系统设计中的最重要因数。用微控制器和少量简单模拟元件可设计经济的相当高精度的测温系统。