针对无桥Boost PFC电路的验证及EMI实例分析

流母线电压，Vline为瞬时输入电压。相比图4可以看出只有A点与电源N侧之间电位随开关频率有波动，因此共模干扰可以大大减校但它们的缺点是两个开关管的栅极电位不同，所以必须隔离驱动，在驱动电路设计上稍显复杂。而且电感电流采样方面与图2一样需要复杂的检测电路。

图8是在图2基础上的一种改进电路［6］，S1和S2采用不带体二极管的IGBT，D3代替S1体二极管，D4代替S2体二极管，并且把二极管阴极连接到电感之前，它的导通路径与图2基本一致，区别在于每个正负周期内电流只流过一个电感，在图2中电流流过体二极管时，在本结构中流过的是D3或者D4。这样做的好处是只要在D3与D4和S1与S2之间加一采样电阻可以方便进行电感电流采样，可大大减化电感电流检测电路。

本结构把D3和D4的阴极连接到电感之前，不仅使电感电流采样变的简单，而且也使EMI大大减小，分析本电路可知，在输入电源正半周期，电源N侧与母线U-侧经过二极管D4直接连接，在输入电源负半周期，电源L侧与母线U-侧经过二极管D3直接连接，改善了图2结构中VU-—N随开关频率有很大波动的情况。对图8中的各点与电源N侧之间电位进行分析可得出图9所示的波形。其中Vbus为输出直流母线电压，Vline为瞬时输入电压。相比图4可以看出共模干扰可以大大减小。但缺点是它在每半个周期都只流通一个电感，电感量增大，电感利用率不高。

图10为另一种比较少用的无桥结构。它与图8导通路径大致相同，在输入电压正半周期流通电感L1，负半周期流通电感L2，同样有电感量大等缺点。区别是D3和D4直接与输入电源N侧相连，使得在输入电压正半周期，电源N侧与母线U-侧经过二极管D4直接连接，在输入电源负半周期，电源N侧与母线U+侧经过二极管D3直接连接，使EMI干扰小，可以从图11中得到验证。图11是对图10中的各点与输入零线之间电位进行分析。其中Vbus为输出直流母线电压，Vline为瞬时输入电压。相比图4可以看出共模干扰可以大大减小。但缺点与图5电路结构一样，电感电流采样复杂，两个开关管驱动需要隔离，需要构建复杂的驱动电路。

图12是在图2基础上的一种演变，也称之为图腾式无桥结构，它的导通路径与图2一致，它的电路结构与图10相似，都使输入电源N侧经过D1和D2 与母线U-侧或母线U+侧直接相连，从图13可以看出共模干扰比图4要小很多。而且与图10电路相比优点是所用器件少，在EMI干扰基本相同的情况下，比图10结构少用了两个二极管，可降低成本。但此电路结构一般使用在断续模式（DCM）和临界导通模式（CRM）下，对其结构进行分析可知，两只开关管的体二极管起到了与传统Boost PFC中快恢复二极管相似的作用。但是开关管体二极管的反向恢复时间目前最快也只能达到100 ns，相比于快恢复二极管的几十甚至十几纳秒（ns），差距十分明显。因此，假如此电路用于连续电流模式，其反向恢复损耗将会非常严重，效率的提高也必然有限。而假如工作于临界电流模式下，由于没有反向恢复问题，则能发挥该拓扑的最大优势。在电感电流检测上，本结构与图2一样采样电路比较复杂。而且此电路中要求两个开关管分别驱动，并且需要判断正负周期，还要搭建过零点检测电路。另外，两个开关管栅极电位不同，必须隔离驱动，所以驱动电路也比较复杂。

4 EMI测试