ADI开发出电缆分配系统带内失真及超宽带数字预失真解决方案

项的说明

图5概要显示了我们可能期望的经过非线性放大级的传统窄带（本节稍后部分给出窄带的定义）上变频基带信号的宽带谐波失真项。非线性功率放大器输出通常通过幂级数表达式描述，比如具有以下形式的Volterra级数：

可将其理解为有记忆效应的Taylor幂级数的推广。值得注意的是，每个非线性项(k = 1,2, … , K)都会产生多个谐波失真(HD)产物。例如，五阶有3个谐波项：一次谐波、三次谐波和五次谐波。另外需要注意的是，谐波带宽是其阶次的倍数。例如，三阶谐波项的宽度是激励带宽的3倍。

在电缆中，谐波在频谱（从直流开始仅为54 MHz）上的位置对数字预失真构成了特殊挑战，而这一挑战与大信号带宽的关系并不大。所有非线性系统都会发生谐波失真。电缆数字预失真的重点是落在带内的谐波失真。从图5可以看出，在传统窄带应用中，重点将是三阶谐波和五阶谐波。尽管形成了其他谐波，但它们在目标频带外，可通过传统滤波消除。我们可以按照分数带宽来定义宽带应用和窄带应用，其中分数带宽的定义公式如下：

（fn = 最高频率，f1 = 最低频率，fc = 中心频率）。分数带宽超过1时，可将应用视为宽带应用。大多数蜂窝应用的分数带宽不超过0.5。因此，它们的谐波失真行为符合图6所示的特性。

图6.窄带简化；只需考虑一次谐波周围的产物

对于这样的窄带系统，只有一次谐波周围的带内失真需要通过数字预失真消除，因为采用带通滤波器可去除所有其他产物。另外还需注意的是，由于带内没有偶数阶产物，数字预失真只需处理奇数阶项。

在电缆应用中，我们近似认为fn ~1200 MHz，fl ~50 MHz，fc ~575 MHz，从而得出分数带宽为2。要确定需要校正的最低谐波失真阶次，可以使用以下公式：

（Kmin是要考虑的最低非线性阶次），或者用数字表示就是50 MHz×2 = 100Mhz，由于其小于1200 MHz，因此二阶谐波失真正好在工作频带内并且必须被校正。因此，如果决定在安全性和线性度极高的操作范围之外操作电缆功率放大器，则所得到的谐波失真将如图7所示。

图7.宽带电缆应用中宽带谐波失真的影响

相比只需要考虑奇数阶谐波的无线蜂窝应用，电缆应用中的偶数阶项和奇数阶项均在频带内，可产生多个重叠的失真区域。这在一定程度上会对任何数字预失真解决方案的复杂性和精密度 产生严重影响，因为算法必须通过简单的窄带假设。数字预失真解决方案必须适应谐波失真每个阶次的项。

在窄带系统中，偶数阶项可以被忽略，奇数阶在每个目标频带内产生1个项。电缆应用中的数字预失真必须考虑奇数阶和偶数阶谐波失真，并且还必须考虑到每个阶可能有多个重叠的带内元素。

谐波失真校正定位

考虑到传统窄带数字预失真解决方案的处理在复杂的基带处完成，我们主要关注对称位于载波周围的谐波失真。在宽带电缆系统中，尽管保持了位于一次谐波周围的那些项的对称性，但是这一对称性不再适用于更高阶次的谐波产物。

图8.宽带数字预失真复杂基带处理中频率偏移要求的注解

如图8所示，传统窄带数字预失真在复杂基带处完成。在这些实例中，仅一次谐波产物在频带范围内，因此其基带产物直接转换为RF。考虑宽带电缆数字预失真时，较高阶次的谐波失真必须是频率偏移，才能使上变频后的基带产物正确位于实际RF频谱中。

环路带宽限制

闭环数字预失真系统采用传输和观测路径。在理想化的模型中，两条路径都不会受到带宽限制，并且两者的宽度都足以通过所有数字预失真项。也就是说，它们足以通过带内项和带外项。

图9.无带宽限制的理想化数字预失真方案

图9概要显示了数字预失真一种数字预失真的实现。在理想情况下，从数字上变频器 (DUC)（通过数字预失真）到DAC乃至通过功率放大器的路径将没有带宽限制。同样地，观测路径上的ADC将对全带宽进行数字化（请注意，为了进行说明，我们展示2倍带宽的信号路径。在某些无线蜂窝应用中，可扩展到3至5倍的带宽）。理想方案是通过数字预失真产生带内项和带外项，从而完全消除功率放大器引入的失真。需要注意的是，为了准确消除失真，需要在目标信号的带宽之外创建项，这一点非常重要。

在实际方案中，信号路径具有带宽限制，数字预失真性能无法达到理想方案要求。

Figure 10. Decreased performance of DPD as bandwidth limitations in the signal path limit the OOB terms. 电缆应用