关于正激变压器有哪些必须知道的？

般都是工作在CCM模式

有较大的直流分量，如果要用较大的deltB的话，就需要加入一点气隙以降低剩磁，来平衡直流分量带来的影响，不过这会让励磁电流增大，变压器的铜损增加，开关管的电流应力相应的也会增大。

因为正激的占空比一般都会小于0.5，所以次级续流二极管的导通时间要更长。除开电容的影响，整流二极管跟续流二极管的平均电流应该是一样的。正激很少用在全电压的范围，是因为占空比变化过大吗？是的，占空比的变化太大就会使次级的电感设计变得麻烦。正激有个最小占空比的问题。

下面开始说变压器。第一个需要面对的就是变压器骨架与磁芯的选择，其需要考虑的因素实在太多，我们列举其中一部分来讨论下：

首先用Ap法（磁芯面积乘积法）来计算变压器的AP值：

AP=AW*Ae=(Ps*10^4)/(2ΔB*fs*J*Ku)

AW: core之窗口面积. ( cm^2)；Ae: core有效截面积 . ( cm^2)；Ps :变压器传递视在功率 ( W )   Ps=Po/η+Po  (正激式)；ΔB: 磁感应增量  ( T )； fs : 变压器工作频率  ( HZ )； J :  电流密度 ( A ) .根据散热方式不同可取300~1000 A/cm^2；Ku:  磁芯窗口系数. 可取0.2-0.4。

对于上式Ap算法得到的值，跟实际使用的变压器AP值相差较远，所以被人广泛诟病。其实产生误差的根本原因是，上式基本上都是在工程应用中才有优化近似而得到的，所以有些参数是较为理想，而实际使用中很多的参数是变化的，甚至还有些分布参数在"捣乱"，所以造成了偏差，在实际使用在还要考虑到余量，所以对于计算得到的Ap值乘上一个1.5-2的系数比较合理。

其实这里的ΔB( 磁感应增量)是个比较重要的物理量，需要大家注意。ΔB表征磁芯的在电源工作时，磁感应强度的变化范围，ΔB=Bmax-Br，Bmax是最大磁感应强度，Br剩余磁感应强度。在输入电压与工作频率不变的前提条件下，对于同一幅磁芯，ΔB取得越大，磁感应强度的变化范围越宽，磁芯的铁损越大，但所需要的匝数就越少，相应的铜损就小。选用磁芯的时候，需要选择饱和磁通密度尽量高，剩余磁通密度尽量小的磁芯，这样可以实现小磁芯出大功率的目的。

得到AP值之后，可能有非常多的变压器都符合需要，这是首先需要考虑结构尺寸的限制，特别是高度与宽度的限制。比如EFD30与EI28的AP值同样都是0.6cm4左右，但EFD30的高度小很多，更适合与扁平化的电源中，而EI28对于紧凑型电源则显得更重要。

其次，从降低漏感与分布电容的角度出发，应该选择骨架宽度较宽的变压器磁芯跟骨架，这样单层绕线的匝数会更多，有利于降低绕线层数，从而降低漏感与分布电容，关于漏感的问题，我们在后面再展开讨论。再次，还要从通用性与经济性的角度来考虑，这是工程设计中无法回避的现实问题。当然还有安规，EMI，温升，绕法等一些问题需要考虑。

计算好匝比之后，一般会综合考虑次级整流管的电压应力，将计算的匝比调整或将匝比取整，接着我们就可以通过匝比来反推电路的真实占空比范围

Dmax=n(Vo+Vf)/Vin(min)

Dmin=n(Vo+Vf)/Vin(max)

后面的就是要根据真实的占空比范围来计算，这样得到的参数才是比较合理的。接着就可以计算最大与最小的导通时间,

tonmax= Dmax/ fs

tonmin= Dmin/ fs

接着就能计算初级绕组的匝数了

Np =Vin(min) ×tonmax/(ΔB×Ae)

Np：初级绕组的最少匝数

Vin(min)：初级绕组的最低输入直流电压

tonmax：初级MOSFET的最大导通时间

ΔB：磁感应强度的变化量，正激类电源根据散热条件，一般可以取0.2-0.3

Ae：所选磁芯的横截面积，一般在磁芯手册上可以查到

接下来计算次级匝数，次级匝数Ns = Np / n,当然得到的数值不一定是整数，一般都是要四舍五入取整数匝，因为小数匝在绕线的时候工艺不好控制。

此时又会带来一个问题，要想保持匝比不变，那么势必要根据四舍五入之后的次级匝数，反过来计算初级的最终匝数，否则占空比就会发生改变， Np= Ns * n

计算的NP如果不是整数的话，也需要近似的取值，当然会带来匝比与占空比的轻微变化，但由于影响较小，所以一般都不需要再次去反推占空比。同样的，确定最终的初级匝数之后，可以反过来推算变压器磁芯的磁感应强度变化范围，验证ΔB是否在合理的范围之内，ΔB=[Vin(min) ×Dmax×Ts] / (Np×Ae)

得到Np之后，就可以计算出复位绕组匝数Nr，并计算出励磁电流以及复位绕组的线径，考虑到MOSFET的电压应力与变压器的可靠复