一款高效绿色降压型开关电源控制器芯片的设计方案

和同步整流开关都关断，此时电流由同步整流开关上寄生的二极管续流，所以在合理范围内死区时间越短就越能减少功耗，一般设计在 10ns 左右（1MHz 工作频率下） 。

　　其次，同步整流开关不像肖特基二极管那样只能单向导电，当变换器工作在断续电流模式下，在下一个周期开始之前，同步整流开关上的电流就已经下降到零并反向，此时，电感电流反向相当于从负载抽电流，导致能量的浪费以及变换器效率的降低。 因此必须设计一个防止同步整流开关电流反向的检测电路（ rever se） 来检测电流方向。 本设计是利用检测SW 点的电压，当电压从负变正时，反向电流比较器控制同步整流开关关断。

　　2. 2 Burst 控制模式

　　在轻载情况下，这个多模式开关电源控制器还可以控制变换器工作在Burst 模式。 在这种模式下，功率开关根据负载情况连续工作几个周期再关断几个周期，因此可以有效地减少开关损耗和降低静态功耗。 对于便携式设备应用来说，轻载情况下的变换器效率是一项非常重要的指标，因此Bur st 控制模式必不可少。 Burst 模式的工作过程如图3 所示。

　　2. 3 模式转换

　　在多模式控制的变换器中，由于在轻重载条件下采用不同的控制策略，会在负载变化和模式切换的时候产生一些问题：一是当负载电流正好在所设定的模式切换点附近波动时，会使变换器在两种工作模式间反复切换，极容易造成工作状态不稳定；二是在模式切换的瞬间会产生较大的过冲电压，导致器件损坏。 这是多模式变换器普遍存在的一个严重缺陷。 针对这一缺陷，本文提出一种双基准解决方案，即对PWM 模式和Bur st 模式采用不同的基准电压，这样不但可以实现如前所述的模式切换过程中的迟滞功能，且可抑制一部分过冲电压。 模式切换时的工作原理如图4所示。

　　图4 模式切换时的工作原理

　　在Bur st 工作模式中，控制器控制输出电压略高于PWM 工作模式中的输出电压，设计中，Bur st 下限高于EA 基准的016 % ，上限高于EA 基准的117 %. 当负载较重时，变换器工作在PWM 模式，当负载下降到一定值时，电感电流的峰值不再随着负载的变化而变化，输出电压上升，直到达到Bur st 比较器上限时才会控制功率开关关断，变换器进入到Burst 工作模式。 类似，当负载从轻载变到重载，电感电流峰值需要随着负载变化而调整时，输出电压下降，直到达到EA 基准变换器才回到PWM 工作模式。 这就相当于在模式切换的负载条件之间形成了一个迟滞窗口，窗口的下限是EA 基准，上限是Bur st 比较器上限。 另一方面，设置两个基准，还可以在模式转换时提供一个电压余量，起到抑制过冲电压的作用。

　　3 片上电流检测

　　片上电流检测就是把检测电感电流的功能集成到控制芯片内部，尤其对于功率集成的控制器来说，其意义就显得更为重要也较易实现，且采用片上电流检测有利于有效简化外围应用电路的设计。

　　电流检测可以根据检测电路的不同位置分为高边检测和低边检测，对于Buck 电路来说，若检测对象是流过功率开关的电流，多采用高边检测；但若检测对象是流过同步整流开关的电流，就需采用低边检测。 以高边检测为例，传统的检测方法是利用一个小电阻与功率开关串联来检测流过功率开关的电流。 但受到工艺的限制，小电阻的阻值精度通常是很低的，且会占用较多的芯片面积。 尤其在低电压供电的系统中，检测电阻上的损耗和检测精度都是严重的问题。 因此，本文采用了一种基于电流镜结构的片上电流检测技术，与传统的电阻检测方法相比，它的精度较高，功率损耗小。

　　电流检测电路主要有两个功能模块，一是功率开关电流检测模块，二是峰值电流箝位模块。

　　功率开关电流检测的基本电路原理如图5 所示。 主要采用电流镜结构，用一个与功率开关成一定比例的MOS 管来镜像功率开关的电流。 图中PM_P 是功率开关，NM_P 是同步整流开关。 PMOS 管PM0 和PM_P组成一个简单电流镜结构。 运算放大器CSA 的作用是保持PM0 和PM_P 的V DS电压相等，它是一个两级折叠式共源共栅结构，具有较大的带宽和较快的响应速度，以达到较高的检测精度和较大的电流检测范围。

　　图5 功率开关电流检测模块

　　PM1 的作用是防止当同步整流开关通时，CSA + 端短路到地。 如果在功率开关关断的时候CSA + 短路到地，则每个周期功率开关开始打开的时候，CSA + 需要较长的恢复时间，会影响检测精度。 另一方面，功率开关导通时是工作在线性区，因此PM0 和PM_ P 的V DS电压差对电流镜的镜像精度影响较大，所以PM1 必须具有较小V DS值，可以适当地增大它的宽长比。

在设计中