浅述如何借用多相位升压转换器改善电源供应效能

就像输入电容一样，交错式设计的输出电容也能享受同样的好处。表5是单相位设计的输出电容涟波电流，当FET导通时，该电容会提供所有的输出电流（- 7A，电流从C2流出）；当FET截止时，会有相当于Iout×d/（1-d），也就是+14A的电流流入输出电容，并对它进行重新充电。电感的斜率可由波形上端看出，但它不会造成总均方根值电流增加。若设计决定採用铝电解质的输出电容，则由于其电容值远超过输出涟波电压的要求，所以它们的数目将由个别涟波电流的额定值决定。表5电流波形的均方根值约为Ipp×√（d×（1-d）），在本设计中这等于10Arms。表8所示的单相位测试电路需要12个输出电容，才能满足总涟波电流的额定值要求。

　　表6是交错式升压设计中，个别输出电容的电流值以及它们的总和，在不考虑电感斜率的情形下，相位A和B的峰至峰电流振幅会等于单相位设计的一半，这是因为其频率和截止时间的负载週期都是单相位设计的两倍。在表6中，综合电流或总电流的均方根值为5Arms，因此设计只需要半数的输出电容，就能让电压涟波等于单相位设计的电压涟波。

　　表7是不同负载週期下的涟波电流抵消效果，垂直线则代表工作点的负载週期，从中可以看出在此负载週期下，交错式升压设计的均方根值电流等于单相位设计的一半。值得注意的是，50%的负载週期可以提供完全抵消的效果，使得输出涟波电流等于零；另一方面，输出涟波电压在该工作点上将变得非常小。

　　表8和表9是单相位和交错式升压转换器的完整设计，从单相位设计可以看出，它是利用一颗在电压模式下工作的BiCMOS低功耗电流模式PWM控制器（TI 的UCC38C43）来同时驱动两颗MOSFET电晶体—由于升压功率级的电流很大，所以需要两颗MOSFET。此处还使用一组萧特基整流器，这是因为将电流分给两个整流器的做法并不实际。由于升压转换器无法在短路时限制输出电流的大小，所以这裡还使用TPS2490热插换控制器和过电流保护电路，我们在实验过程中发现这种设计可于电流过大时将电流切断。为了将温度升幅保持在可接受範围内，我们总共用了3组散热片。

　　表8的交错式设计则使用UCC38220，它是内建可程式最大负载週期的双通道交错式PWM控制器，可将电流均分给两个功率级。为了感测电流大小，设计使用了一个体积小而低成本的电流感测变压器，并将它连接至Q5和Q7的汲极接脚。电流感测讯号首先会被滤波，再送到UCC28220的电流感测输入接脚，这颗元件会将电流平均分给两个相位；由于交错式设计的电流是由两个相位共同平分，所以设计中使用了两组萧特基整流器。电流的降低让二极体不必再安装散热片，于是零件数目和组装成本都会减少。

　　图1是这两种设计完成组装后的电路，我们将其置于同一张电路板以方便比较。单相位设计（上半部）大约需要18平方英吋的电路板面积，交错式设计（下半部）则会佔用14平方英吋。

　　两种设计的电路面积差异主要来自输入电感和输出电容，单相位设计还需要第3组散热片帮助输出二极体散热，交错式设计的二极体则是透过所连接的电路板散热。另外，如表11所示，交错式设计因为使用较小的电感，所以最大高度会小于单相位设计。

　　设计的比较

　　为了比较这两种设计，我们执行了多项测试，包括转换效率、输入和输出涟波电压以及暂态负载效应；我们发现在绝大多数情形下，双相位设计的表现都胜过单相位设计。

　　表10是这两种设计的效率比较，它们都能达到91%的效率目标，然而在最大负载条件下，双相位设计的效率会高出2%，虽然这看起来并不显眼，但若比较两种电源供应的热功耗，就会发现其中差别很大。单相位设计会消耗23W的功率，双相位设计只有16W，这相当于将热功耗减少3成，因此显然会对散热片的选择以及热功耗设计造成影响。

　　在表10中，效率曲线的形状也值得注意，特别是单相位设计的效率曲线，它的最大值出现较早，然后就开始快速下降，这是因为导通损失剧增所产生的特性。两种设计的主要区别在于电感、升压二极体、输出电容和电路板的功耗，表11比较了这两种设计对于电感规格和效能的要求。如前所述，双相位设计所需要的电感值远小于单相位设计，每颗电感的电流也只有单相位设计的一半。电感的体积是由其电能储存需求和温度升幅决定，电能储存需求可由1/2 × L × I2计算，从表11可以发现单相位设计的储存电能是双相位设计的5倍。

这表示我们若要让两种电感的温度升幅保持相同，单相位设计的电感就必须拥有5倍的体积。在这个範例中，我们认为与其保持同样的能量密度，不如允许较大的温